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1. 项目概述：为什么工业级温度测量不能再靠“凑合”了

ADS122U04IPWR + STM32H750XB 这个组合，不是实验室里摆拍的Demo板，而是我去年在华东某大型洁净厂房HVAC系统改造项目中实打实跑满18个月的主力测温节点。它解决的从来不是“能不能读出一个温度值”，而是——在-40℃到+85℃宽温工业现场，面对变频器谐波干扰、长距离屏蔽线耦合噪声、多点同步采样时序抖动、以及PLC主站要求±0.1℃全量程精度的硬性指标下，如何让每一个温度读数都经得起校准溯源、扛得住EMC测试、撑得住连续7×24小时无重启运行。

你可能用过DS18B20接STM32F103，也试过NTC配运放再进ADC，但那些方案在真实工业场景里会迅速暴露三个致命短板：一是热电偶冷端补偿靠查表或粗略估算，误差动辄±1.5℃；二是普通12位ADC在mV级微弱信号下有效位不足8位，尤其在0~50℃窄区间分辨率崩塌；三是MCU主频低、DMA通道少、中断响应慢，导致多路温度采集不同步，当你要对比空调机组进出水温差（要求ΔT≤0.3℃）时，毫秒级采样偏移就直接让数据失效。

ADS122U04IPWR 是TI推出的24位Σ-Δ型精密ADC，内置可编程增益放大器（PGA）、低噪声基准、双路差分输入和完整数字滤波链；STM32H750XB 是Cortex-M7内核的高性能MCU，主频480MHz，带硬件FPU、双bank Octo-SPI、独立DMA控制器和丰富外设时钟树。二者组合不是简单“ADC接MCU”，而是一套面向工业现场的信号链闭环设计：从传感器前端调理、抗混叠滤波、数字校准补偿，到实时数据打包、CRC校验、Modbus RTU协议栈封装，再到边缘侧缓存与断网续传机制——整条链路每一环都必须可验证、可追溯、可复现。

这篇文章不讲芯片手册翻译，不堆参数表格，只说我在3个不同行业现场（半导体洁净室HVAC、化工反应釜夹套温控、风电变流器散热监测）踩过的坑、调通的时序、验证过的阈值、写死在固件里的经验常数。如果你正在做工业设备状态监测、楼宇自控系统升级，或是为工业机器人关节温升监控选型，那这篇内容就是你打开示波器、焊上探针、烧录第一版固件前，最该看懂的底层逻辑。

2. 核心器件选型与信号链设计逻辑

2.1 为什么非得是 ADS122U04IPWR？而不是ADS1118或AD7793？

ADS122U04IPWR 的核心价值不在“24位”这个数字，而在其集成化信号链架构。我们拆开看它解决的实际问题：

首先，工业温度传感器主流是PT100/PT1000三线制热电阻、K型热电偶、以及高精度NTC。以PT100为例，在0℃时阻值100Ω，100℃时约138.5Ω，变化率仅0.385Ω/℃。若采用恒流源激励（如1mA），则电压变化仅38.5mV，叠加引线电阻（铜线0.0175Ω/m，10米双线即0.35Ω，压降0.35mV）和接触电阻波动（插拔端子典型值0.1~0.5Ω），原始信号信噪比（SNR）极易跌破60dB。普通12位ADC（理论SNR≈74dB）在此类微弱差分信号下，有效位（ENOB）往往只剩6~7位，根本无法分辨0.1℃变化。

ADS122U04IPWR 内置4通道模拟多路复用器（MUX）、可编程增益放大器（PGA，1~128x）、低噪声内部基准（2.048V，±0.05%初始精度）、以及Σ-Δ调制器+数字滤波器（支持SINC3、SINC4、FIR等多种滤波模式）。关键在于它的PGA直连ADC输入端，且增益设置不影响参考电压——这意味着你可以把1mV级信号先放大128倍至128mV，再送入ADC，此时量化步长从传统方案的2.44mV（12位@5V）压缩到9.5μV（24位@2.048V），理论分辨率提升超250倍。更重要的是，PGA增益误差和失调电压在出厂已做激光修调，典型值分别仅为±0.1%和±10nV，远优于分立运放方案（OPA2188典型增益误差±0.3%，输入失调±25μV）。

对比ADS1118（16位、单端输入、无PGA、需外置基准）：它无法处理PT100三线制引线补偿，更无法应对热电偶冷端温度漂移；AD7793虽有PGA和基准，但SPI接口速率最高仅1MHz，而ADS122U04IPWR支持最高10MHz SPI，配合STM32H750XB的QUADSPI控制器，可实现每秒2kSPS的连续采样（SINC3滤波模式下），满足HVAC系统对快速温度变化（如阀门突开导致的水温阶跃）的捕捉需求。

提示：ADS122U04IPWR 的“U04”后缀代表4通道配置（AIN0~AIN3），但实际可用作2组差分输入（AIN0-AIN1, AIN2-AIN3）或4路单端输入。工业现场强烈推荐差分模式——它天然抑制共模噪声，对变频器产生的500kHz~2MHz高频共模干扰衰减能力比单端强20dB以上。

2.2 为什么选 STM32H750XB 而非 H743 或 H723？

STM32H7系列MCU中，H743拥有双核（Cortex-M7+M4）、更大Flash（2MB）和更多外设；H723成本更低但缺少Octo-SPI和部分高级定时器。H750XB 是一个被严重低估的“精准平衡点”型号：它具备单核Cortex-M7@480MHz、1MB Flash、512KB SRAM、双bank Octo-SPI（支持XIP执行）、独立DMA2D引擎，以及最关键的——3个完全独立的DMA控制器（DMA1/DMA2/DMA3）。

温度采集系统的核心瓶颈从来不是CPU算力，而是数据搬运效率。ADS122U04IPWR 在连续转换模式下，每完成一次转换即触发DRDY引脚下降沿，MCU需在<1μs内响应并读取24位数据（3字节）。若用轮询方式，CPU将长期处于忙等状态；若用普通中断，每次中断服务程序（ISR）执行需200+周期（含压栈、跳转、读寄存器、清标志、出栈），在10kHz采样率下中断频率达10kHz，CPU占用率超40%，根本无法兼顾Modbus协议栈、LED状态机、看门狗喂狗等任务。

H750XB 的DMA3专为高速外设设计，支持直接内存访问（DMA）与SPI外设深度耦合：配置SPI为全双工模式，DMA3通道0绑定SPI_RX，通道1绑定SPI_TX。当ADS122U04IPWR的DRDY信号接入EXTI线触发DMA请求时，DMA3自动将SPI接收缓冲区（SPI_RDR）的3字节数据搬入指定内存地址，全程无需CPU干预。实测在480MHz主频下，DMA传输延迟稳定在85ns以内，比中断方式快12倍，CPU占用率降至3%以下。

此外，H750XB 的Octo-SPI接口可外挂16MB QSPI Flash，用于存储温度校准系数表（每台设备独立标定的10段非线性补偿参数）、历史数据日志（按1分钟间隔存储30天数据）、以及固件OTA升级包。这解决了工业设备“无远程维护通道”下的本地升级难题——现场工程师只需插上USB-UART适配器，通过AT指令触发QSPI Flash中的Bootloader，即可完成固件更新，无需拆机换片。

2.3 信号链整体架构：从传感器到Modbus报文的7级处理

整个温度测量链路不是ADC→MCU→串口这么简单，而是包含7个不可跳过的处理层级，每一层都直接影响最终精度：

1. 传感器前端调理：PT100采用三线制接法，其中两根线接入ADS122U04IPWR的AIN0/AIN1差分输入，第三根线接AIN2作为远端补偿点。ADS122U04IPWR内部的MUX自动切换AIN2与REFN（负参考端），实现引线电阻实时补偿。

2. 抗混叠滤波：在ADS122U04IPWR输入端加装RC低通滤波器（R=10Ω, C=10nF，截止频率1.59MHz），抑制高于奈奎斯特频率（采样率一半）的高频噪声，避免混叠进基带。

3. PGA增益配置：根据传感器类型动态设置。PT100用16x增益（对应0~100℃输出0~2.048V），K型热电偶用128x增益（对应-200~1372℃输出±2.048V）。

4. 数字滤波选择：SINC3滤波器提供50/60Hz陷波能力（抑制工频干扰），输出数据率1000SPS；SINC4滤波器牺牲速度换取更高分辨率（ENOB达21.5位），输出250SPS，适合稳态高精度场景。

5. 冷端补偿：K型热电偶需测量接线端子温度。我们在PCB上紧贴ADS122U04IPWR的GND焊盘放置LM73（±0.2℃精度数字温度传感器），通过I2C读取其值，代入NIST ITS-90多项式计算冷端电动势。

6. 非线性校准：PT100的R-T关系是非线性的（Callendar-Van Dusen方程）。我们预先在恒温槽中实测0℃、50℃、100℃、150℃、200℃五点阻值，拟合出5阶多项式系数，固化在Flash中。MCU读取ADC原始码后，先查表粗略定位区间，再用牛顿迭代法精算温度值。

7. 协议封装：最终温度值（float32格式）经IEEE 754标准转换为4字节HEX，按Modbus RTU协议打包：功能码0x03（读保持寄存器）、起始地址0x0000、寄存器数量0x0002（因float32占2个16位寄存器）、CRC16校验。

这套架构的实测效果：在变频水泵旁（EMI辐射强度>30V/m）的配电柜内，PT100测量0~100℃范围内的重复性误差≤±0.05℃，线性度偏差<0.02%，完全满足GB/T 18214.1-2000《工业铂电阻温度计》B级精度要求。

3. 硬件电路设计与关键细节

3.1 PCB布局：地平面分割与噪声隔离的实战经验

ADS122U04IPWR 对电源和地噪声极其敏感。TI官方文档强调其PSRR（电源抑制比）在100kHz时仅-60dB，意味着10mV的电源纹波会直接耦合进ADC输出。我们曾因忽视这点，在初版PCB上出现±0.5℃的周期性漂移——根源是LDO输出电容ESR过高（100mΩ），在100kHz开关噪声下产生压降。

最终采用三级电源滤波：

• 第一级：TPS7A4700 LDO（超低噪声1.8μVrms，PSRR@100kHz达-80dB）为ADS122U04IPWR单独供电。输入端加4.7μF钽电容（低ESR）+100nF陶瓷电容；输出端加22μF固态电容（ESR<5mΩ）+100nF陶瓷电容。

• 第二级：在ADS122U04IPWR的AVDD引脚就近放置0.1μF X7R陶瓷电容（0402封装），且走线长度<2mm。特别注意：此电容的地必须连接到模拟地平面（AGND），而非数字地（DGND）。

• 第三级：AGND与DGND在LDO输出电容负极处单点连接，通过0Ω电阻（便于调试时断开测量两地电位差）。实测正常工作时两地压差<10μV，若超过50μV则说明数字回路存在强干扰源（如未屏蔽的RS485收发器）。

PCB地平面必须严格分割：

• 模拟区域（ADS122U04IPWR、传感器接口、LDO输出）铺满AGND铜皮，且禁止任何数字信号线穿越此区域。SPI时钟线（SCLK）若必须经过，需在其下方AGND层挖空，并在两侧加地缝隔离。

• 数字区域（STM32H750XB、RS485接口、LED驱动）铺DGND，所有数字信号线（包括SPI的MOSI/MISO）必须走在DGND上方，且距AGND边界>3mm。

• 传感器接口采用凤凰端子，其金属外壳必须接到机壳地（Earth），并通过1MΩ电阻+1nF电容并联网络连接到AGND，既泄放静电又阻断工频地环路电流。

注意：ADS122U04IPWR的REFOUT引脚输出2.048V基准，此信号必须走屏蔽线（同轴电缆）或至少双绞线，且在PCB上用20mil线宽+两侧包地线。我们曾因REFOUT走线过长（>5cm）且未包地，导致ADC输出出现1LSB（0.12μV）的随机跳变。

3.2 传感器接口电路：三线制PT100的精确实现

PT100三线制接法的核心是消除引线电阻影响。标准接法是：

• 红线（A）接恒流源正极（1mA）
• 白线（B）接ADS122U04IPWR的AIN0
• 绿线（C）接ADS122U04IPWR的AIN1
• 黑线（D）接AIN2（远端补偿点）

但初版设计犯了一个典型错误：将恒流源负极直接接到AIN1。这导致引线电阻RB-C被计入测量回路，引入误差。正确做法是：恒流源负极接GND，AIN1通过10kΩ电阻上拉至AVDD，形成高阻抗检测点。

我们的优化电路如下：

• 恒流源采用REF200（100μA精密电流源）+ OP07运放构成1mA镜像电流源，稳定性优于分立方案。

• AIN0与AIN1之间接入PT100传感器，AIN2通过0.1Ω精密电阻（0.01% tolerance）连接到AIN1，模拟远端补偿点。ADS122U04IPWR内部的MUX在每次转换前自动切换：先测AIN0-AIN1（含引线电阻RA-B+RB-C），再测AIN2-AIN1（仅RB-C），两者相减即得纯PT100阻值。

• 为防止传感器开路导致ADC饱和，我们在AIN0/AIN1间并联10MΩ电阻，确保开路时输入电压在AVDD/2附近。

实测10米屏蔽双绞线（AWG22）下，引线电阻补偿误差<0.01℃，远优于IEC 60751规定的0.1℃限值。

3.3 STM32H750XB 外设配置：DMA与SPI的黄金参数

SPI外设配置是整个系统稳定的基石。ADS122U04IPWR的时序要求极为苛刻：

• DRDY下降沿后，SCLK必须在tDRDY（最大100ns）内启动第一个时钟边沿
• SCLK频率最高10MHz，但需保证tSCLK（时钟周期）≥100ns，即实际最高8MHz
• 每次传输3字节（24位数据），MSB first，CPOL=0, CPHA=1（空闲低，采样在第二个边沿）

H750XB的SPI1配置如下：

// 初始化SPI1（对应ADS122U04IPWR） hspi1.Instance = SPI1; hspi1.Init.Mode = SPI_MODE_MASTER; hspi1.Init.Direction = SPI_DIRECTION_2LINES; // 全双工 hspi1.Init.DataSize = SPI_DATASIZE_8BIT; // 分3次传输，每次8位 hspi1.Init.CLKPolarity = SPI_POLARITY_LOW; // CPOL=0 hspi1.Init.CLKPhase = SPI_PHASE_2EDGE; // CPHA=1 hspi1.Init.NSS = SPI_NSS_SOFT; // 软件控制NSS hspi1.Init.BaudRatePrescaler = SPI_BAUDRATEPRESCALER_4; // APB2=240MHz → SCLK=60MHz/4=15MHz → 实际限制为8MHz hspi1.Init.FirstBit = SPI_FIRSTBIT_MSB; hspi1.Init.TIMode = SPI_TIMODE_DISABLE; hspi1.Init.CRCCalculation = SPI_CRCCALCULATION_DISABLE; HAL_SPI_Init(&hspi1); // 配置DMA3通道0（SPI_RX） hdma_spi1_rx.Instance = DMA3_Channel0; hdma_spi1_rx.Init.Request = DMA_REQUEST_SPI1_RX; hdma_spi1_rx.Init.Direction = DMA_PERIPH_TO_MEMORY; hdma_spi1_rx.Init.PeriphInc = DMA_PINC_DISABLE; hdma_spi1_rx.Init.MemInc = DMA_MINC_ENABLE; hdma_spi1_rx.Init.PeriphDataAlignment = DMA_PDATAALIGN_BYTE; hdma_spi1_rx.Init.MemDataAlignment = DMA_MDATAALIGN_BYTE; hdma_spi1_rx.Init.Mode = DMA_NORMAL; // 单次传输，因DRDY为脉冲触发 hdma_spi1_rx.Init.Priority = DMA_PRIORITY_HIGH; HAL_DMA_Init(&hdma_spi1_rx); // 绑定DMA到SPI __HAL_LINKDMA(&hspi1, hdmarx, hdma_spi1_rx);

关键点在于：

• BaudRatePrescaler设为4：APB2总线频率240MHz，预分频后SCLK=60MHz，但ADS122U04IPWR要求≤8MHz，因此实际通过软件控制SPI使能/禁用，在DRDY触发后才启动SPI传输，传输完立即关闭，避免空闲时钟干扰。

• DMA模式设为NORMAL：因DRDY是单次脉冲，每次只传输3字节，无需循环模式。若误设为CIRCULAR，DMA会持续搬运导致内存溢出。

• PeriphDataAlignment设为BYTE：SPI_RDR寄存器是32位宽，但每次只读8位，必须按字节对齐，否则DMA会错位读取。

我们曾因DMA对齐设置错误，导致ADC数据高位字节丢失，温度值固定显示为-273.15℃（0x800000的补码解释）。

4. 固件开发与算法实现

4.1 ADC驱动：寄存器配置与状态机设计

ADS122U04IPWR 的配置通过SPI写入其8个寄存器（ADDR0~ADDR7）。关键寄存器如下：

初始化流程必须严格遵循时序：

1. 上电后等待tWAKEUP（最小100μs）
2. 写CONFIG3（地址0x03）启用内部基准
3. 写CONFIG2（地址0x02）配置传感器检测
4. 写CONFIG1（地址0x01）设置PGA和MUX
5. 写CONFIG0（地址0x00）启动连续转换

我们采用状态机管理ADC初始化：

typedef enum { ADC_INIT_WAIT, ADC_INIT_WRITE_CONFIG3, ADC_INIT_WRITE_CONFIG2, ADC_INIT_WRITE_CONFIG1, ADC_INIT_WRITE_CONFIG0, ADC_INIT_DONE } adc_init_state_t; static adc_init_state_t adc_state = ADC_INIT_WAIT; static uint8_t config_regs[4] = {0x00, 0x23, 0x01, 0x80}; // CONFIG0~CONFIG3倒序 void ADC_InitStateMachine(void) { static uint8_t reg_idx = 0; switch(adc_state) { case ADC_INIT_WAIT: if (HAL_GetTick() > 100) adc_state = ADC_INIT_WRITE_CONFIG3; break; case ADC_INIT_WRITE_CONFIG3: HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &config_regs[3], 1, 100); // 写CONFIG3 HAL_Delay(1); adc_state = ADC_INIT_WRITE_CONFIG2; break; case ADC_INIT_WRITE_CONFIG2: HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &config_regs[2], 1, 100); // 写CONFIG2 HAL_Delay(1); adc_state = ADC_INIT_WRITE_CONFIG1; break; case ADC_INIT_WRITE_CONFIG1: HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &config_regs[1], 1, 100); // 写CONFIG1 HAL_Delay(1); adc_state = ADC_INIT_WRITE_CONFIG0; break; case ADC_INIT_WRITE_CONFIG0: HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &config_regs[0], 1, 100); // 写CONFIG0 HAL_Delay(1); adc_state = ADC_INIT_DONE; break; default: break; } }

实操心得：ADS122U04IPWR的DRDY引脚是开漏输出，必须外接4.7kΩ上拉电阻至AVDD。若上拉电阻过大（>10kΩ），DRDY下降沿上升时间过长，导致MCU误判为多次触发；若过小（<2.2kΩ），则增加功耗且可能影响ADS122U04IPWR内部逻辑电平。我们实测4.7kΩ为最佳平衡点。

4.2 温度解算算法：从ADC码到工程值的5步转换

ADS122U04IPWR输出的是24位二进制补码，需经5步转换才能得到摄氏度：

Step 1：原始码提取
DMA接收3字节数据，拼接为int32_t：

int32_t raw_code = ((int32_t)rx_buffer[0] << 16) | ((int32_t)rx_buffer[1] << 8) | (int32_t)rx_buffer[2]; // 注意：ADS122U04IPWR MSB first，且最高位为符号位 if (raw_code & 0x800000) raw_code |= 0xFF000000; // 补码扩展

Step 2：满量程校准
ADS122U04IPWR的FSR（Full Scale Range）取决于PGA增益和基准电压：
FSR = (2 × VREF / PGA) × (2^23 - 1)
以VREF=2.048V, PGA=16为例：FSR = (2×2.048/16) × 8388607 ≈ 2.147×10^6 μV
则每LSB = FSR / (2^24) ≈ 0.125μV

Step 3：电压值计算
Vout = raw_code × LSB_value
但需修正零点偏移（Offset Error）和增益误差（Gain Error）。我们在恒温槽中实测0℃和100℃两点，解得：
Offset = V0℃_measured - V0℃_ideal
Gain = (V100℃_measured - V0℃_measured) / (V100℃_ideal - V0℃_ideal)
最终：Vout_corrected = (Vout - Offset) / Gain

Step 4：PT100阻值计算
PT100为四线制时，Rpt = Vout_corrected / I_excitation
三线制时，Rpt = Vout_corrected / I_excitation + R_compensation（由AIN2-AIN1测得）

Step 5：温度反解
使用Callendar-Van Dusen方程：

• 当T ≥ 0℃：Rt = R0 [1 + A·T + B·T²]
• 当T < 0℃：Rt = R0 [1 + A·T + B·T² + C·(T−100)·T³]
  其中R0=100Ω, A=3.9083×10⁻³, B=−5.775×10⁻⁷, C=−4.183×10⁻¹²

我们采用查表+线性插值法：预先计算-200℃~850℃每1℃对应的Rt值（共1051点），存于Flash中。MCU读取Rpt后，先二分查找定位区间，再用线性插值：
T = T_low + (Rpt - R_low) × (T_high - T_low) / (R_high - R_low)

实测该算法在-50℃~150℃范围内最大误差0.012℃，优于Pt100传感器自身精度（0.03℃）。

4.3 Modbus RTU协议栈：轻量级实现与CRC16优化

工业现场Modbus RTU通信常因波特率不匹配、帧间隔超时、CRC校验失败导致通讯中断。我们摒弃庞大协议栈，手写200行代码实现核心功能：

• 帧结构：[Slave ID][Function Code][Start Address][Register Count][CRC16]
• 超时机制：RTU模式要求帧间间隔≥3.5字符时间。我们用SysTick定时器计时，若接收间隔>3.5×10×1000000/BaudRate（单位μs），则判定为新帧开始。

CRC16-Modbus算法优化：

uint16_t modbus_crc16(uint8_t *data, uint16_t len) { uint16_t crc = 0xFFFF; for (uint16_t i = 0; i < len; i++) { crc ^= data[i]; for (uint8_t j = 0; j < 8; j++) { if (crc & 0x0001) { crc = (crc >> 1) ^ 0xA001; // 反向多项式0x8005 } else { crc >>= 1; } } } return crc; }

关键优化点：

• 查表法替代循环：预生成256项CRC表，将时间复杂度从O(8×len)降至O(len)，在115200bps下，100字节帧的CRC计算时间从8.2μs降至1.3μs。

• DMA接收缓冲区管理：UART RX DMA配置为循环模式，缓冲区大小设为256字节。每当DMA接收计数达到阈值（如10字节），触发半满中断，解析当前缓冲区数据，避免因长帧导致DMA溢出。

• 异常响应机制：当收到非法功能码或地址越界时，不简单丢弃，而是返回0x83异常码（0x03+0x80），并附带错误码0x02（非法地址），符合Modbus规范，便于主站诊断。

实测在电磁干扰严重的配电房内，通讯成功率>99.99%，平均重传次数<0.01次/帧。

5. 现场部署与常见问题排查

5.1 典型故障速查表：从现象反推根因

5.2 EMC整改实战：从3级不合格到4级合格

项目初版在第三方EMC实验室测试中，辐射骚扰（30MHz~1GHz）超标12dB，传导骚扰（150kHz~30MHz）超标8dB。整改过程如下：

第一步：定位噪声源
用近场探头扫描PCB，发现噪声峰值集中在STM32H750XB的QSPI Flash时钟线（133MHz）和RS485收发器（MAX13487）的DE/RE引脚。

第二步：针对性抑制

• QSPI时钟线：在Flash芯片时钟引脚串联33Ω磁珠（TDK MMZ1608B121C），并在PCB背面敷铜覆盖时钟走线，形成屏蔽腔。
• RS485接口：在A/B线对上并联1nF X7R电容（共模滤波），并在DE/RE引脚串联100Ω电阻，降低边沿陡度。

第三步：系统级优化

• 机箱内所有线缆（传感器线、RS485线）均采用屏蔽双绞线，屏蔽层单端接地（接机壳地）。
• 在电源入口处加装共模电感（TDK PLT14B102B）+X电容（100nF）+Y电容（2.2nF×2），构成π型滤波器。

整改后复测，辐射骚扰裕量达6dB，传导骚扰裕量达10dB，满足GB/T 17626.3-2016（IEC 61000-4-3）Class 4要求。

5.3 长期稳定性验证：720小时老化测试数据

我们在恒温恒湿试验箱（温度85℃，湿度85%RH）中对10台样机进行720小时连续运行测试，记录关键指标：

数据表明：系统在严苛环境下仍保持亚0.1℃精度，通讯可靠性满足工业现场要求。误差增长主要源于PT100传感器自身老化（