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简介：面向电气工程及其自动化专业《运动控制系统》课程设计场景的完整设计文档，对应矿井直流提升机调速系统这一典型题目，适合正在准备课程设计、需要参考双闭环调速系统建模与参数计算过程的学生对照使用。压缩包内为1个PDF文件，约1.52MB，即设计说明书正文，从绪论、煤矿提升机简介、调速方案论证，一路写到主控回路设计、参数计算与MATLAB仿真验证，附有目录与摘要，章节完整，可按顺序对照阅读，已有484人学习。内容以可逆V-M系统作为可控直流源，建立电枢可逆他励直流电动机逻辑无环流转速电流双闭环调速系统的数学模型，逐一给出整流变压器、可控硅整流装置、电枢电阻与电感、转速环和电流环调节器等参数的分析计算，并说明主电路、保护电路与信号采样处理的实现方式；最后通过仿真检验动态响应、稳定性与调节精度，验证设计满足指标。对理解有环流与无环流方案的取舍、掌握双闭环工程设计步骤有直接帮助。

1. 矿井直流提升机调速系统设计：一份把 2100 kW 电机参数算到底的课程设计

课程设计类资源里，最常见的是“仿真能跑通、参数说不清”的半成品。这份《矿井直流提升机系统设计.pdf》不一样，它把一台 2100 kW、额定转速只有 47.75 r/min 的低速直流提升电动机，从铭牌数据一路算到了触发器的输入信号：主电路怎么选变压器和晶闸管，控制回路怎么整定 ACR、ASR，逻辑无环流环节 DLC 的封锁延时取多少，最后用 MATLAB 把波形对回来。整份报告的骨架是“方案论证—参数计算—器件选型—仿真校验”，正好是答辩时被追问最多的那条线。

适合谁：正在做运动控制系统、电力拖动自动控制系统课设的电气类学生，手上有一个笼统题目但不知道怎么把参数落到具体数值的人；也适合已经工作、需要快速找回晶闸管-电动机可逆系统设计手感的人。它不教你推导公式，它给你一套可以照着复算的数值链条。

2. 方案怎么定：调压、电枢可逆、双闭环与逻辑无环流的四次取舍

课设报告最容易被扣分的地方不是算错数，而是方案是“拍”出来的。这份报告的可取之处在于，它把每一次选择都写成了排除过程：先排除两种调速方法，再排除励磁反接，再排除单闭环，最后在有环流和无环流之间做容量判断。这一章的四个取舍，建议你在自己的报告里原样走一遍，哪怕最后参数不同，论证链也是站得住的。

2.1 三种调速方法：为什么调压是唯一能兼顾四象限和无静差的

直流电动机的转速方程摆在那里，能调的只有三个量：电枢电压、励磁磁通、电枢回路电阻。

串电阻调速的问题是分段、有级、低速特性软，电阻上白白烧掉的功率在 2100 kW 这个量级上不是小数，而且提升机在低速爬行段要求转速平稳，串电阻根本压不住。弱磁调速只能往基速以上走，提升机绝大部分工况在基速以下，反接制动时还要靠弱磁配合，单独用它连额定速度都跑不满。调压调速的机械特性是一组平行下移的直线，只要触发角连续可调，转速就是无级连续可调，低速段特性硬度基本不变，配合两组反并联晶闸管还能自然实现四象限运行。

这里有个容易被忽略的工艺背景：主井提升机的速度图通常是加速—匀速—减速—爬行四段，加速段要求恒流起动把电流压在最大值上，减速段要求进入回馈制动把能量送回去，爬行段要求极低速稳定运行。这三条需求叠在一起，串电阻和弱磁都出局，只剩调压。

写报告时这一步不要只写结论，给一张对照表，把“调速范围、低速特性、能否四象限、效率”四列填满，评审一眼就能看出你是筛过的。

2.2 励磁反接还是电枢反接：快速性把方案定死了

需要正反转，本质是要转矩反向，转矩正比于磁通和电枢电流的乘积，所以要么反磁通，要么反电流。

励磁反接的诱惑在于容量小、投资少：电枢用一组整流装置，励磁用两组小容量装置切换。但励磁绕组是个大电感，这台电机额定励磁功率 40 kW、励磁电压 110 V，绕组时间常数不小，励磁电流反向的过程要几百毫秒甚至更长。提升机一个提升循环里正反转切换频繁，这段时间直接吃掉效率，而且励磁电流在零点附近时转矩失控，负载可能倒拉。

电枢反接用两组晶闸管反并联，正组 VF 供电正转，反组 VR 供电反转，切换时电枢电流过零后另一组投入，响应是毫秒级的。代价是两组装置容量都要按电枢电流选，投资大，而且两组不能同时处于整流状态，否则等于电源短路。这个代价在大容量提升机上是可以接受的，因为快速性直接换算成提升循环时间。

报告里最终选的是电枢可逆，也就是常说的可逆 V-M 系统。这个结论放在今天看依然是主流做法，成稿时间虽然在 2020 年，但选型逻辑没有过时。

2.3 从单闭环到双闭环：电流环到底解决了什么

单闭环转速负反馈加 PI 调节器，稳态无静差是做得到的。问题出在动态过程：起动时转速偏差很大，ASR 输出直接顶到限幅，电枢电流会冲到远超 Idm 的值，晶闸管和电机换向器都受不了；等转速上来，电流又掉下去，起动过程拖得很长。

加一个电流截止负反馈能限流，但它只在电流超过临界值以后才起作用，属于“出事才管”，压不出理想的起动波形。双闭环把电流环放在内环，转速环的输出不做别的事，只做电流环的给定，于是起动过程变成：ASR 迅速饱和，输出恒定的最大电流给定，ACR 强迫电枢电流维持在 Idm 附近，转速按近似线性上升，直到转速到达给定值，ASR 退饱和，电流才降下来。

这个过程在波形上就是一段“方波电流 + 斜坡转速”。报告里给的指标是转速超调不超过 10%、电流超调小于 5%，这两个数字只有在双闭环结构下才有讨论意义。

写这一步的时候，把“单闭环 + 电流截止负反馈”和“双闭环”的起动波形画在同一张图上对比，比写十行文字都有说服力。

2.4 有环流还是无环流：容量一上来，答案就没得选

两组反并联装置，如果正组整流、反组也整流，两组直流侧电压正负相连，立刻产生不经过负载的直流环流。α=β 配合控制能让正组整流电压和反组逆变电压幅值相等，把直流平均环流压到零，但瞬时电压不可能完全对称，脉动环流还在，得加环流电抗器。

有环流的优点是正反转过渡平滑、没有死区，适合要求快速正反转的小容量系统。缺点是环流电抗器体积大、晶闸管要额外承担环流负担。这台电机额定电流 2675 A，最大电流 4000 A，两组装置都按这个电流选，再加环流电抗器，柜体尺寸和成本都不现实。

逻辑无环流（DLC）的思路是任何时候只让一组工作，另一组触发脉冲直接封锁，物理上把环流通路断开。代价是切换过程中必须等电流真正过零、等晶闸管恢复阻断能力，会有一段死区时间，控制不好会出现切换失败甚至逆变颠覆。但从容量和器件负担看，这是这套系统唯一合理的选择。

最终方案定成：电枢可逆、两组晶闸管反并联、转速电流双闭环、逻辑无环流、平波电抗器保留（保证轻载电流连续），环流电抗器取消。

2.5 测速方法：47.75 r/min 决定了只能用 T 法

测速这块很多人直接抄 M 法，放到这台电机上就翻车了。M 法是在固定闸门时间里数编码器脉冲个数，高速时脉冲多、相对误差小，低速时一个闸门周期里可能只有几个脉冲，量化误差大到没法看。

T 法反过来，测两个相邻编码器脉冲之间有多少个高频时钟脉冲，转速越低，间隔越长，计数值越大，相对误差越小，分辨率越高。这台电机额定转速 47.75 r/min，属于典型极低速场合，T 法是自然选择。M/T 法在两者之间折中，适合宽范围调速，但这里没有高速段需求，没必要增加复杂度。

写报告时把三种方法的误差率公式列出来，代入 47.75 r/min 算一遍，结论自然浮现，比干说“本设计采用 T 法”强得多。

3. 主电路算例：整流变压器 554 V、晶闸管 2325 A 的来路

主电路这一章是整份报告里数字最密集的部分，也是最容易被“抄错一位”的地方。教材上的公式都对，难的是每个系数为什么取这个值：2.34 是三相全控桥的固有系数，0.816 是二次侧线电流与直流电流的比值，1.57 是正弦半波平均值与有效值的比。下面按报告的顺序把这条链走一遍，代码可以直接跑。

3.1 整流变压器：从最大整流电压反推二次侧电压

起点不是 900 V 额定电压，而是整流桥需要输出的最大理想空载电压。因为触发角不能跑到 0°，要给换相重叠角和电网电压波动留余量，报告里把这个值定在 1143.66 V。然后按三相全控桥的公式反推：

$$U_{d} = 2.34 , U_2 \cos\alpha$$

取最小触发角 30°，得到二次侧相电压计算值 282.17 V；再考虑电网电压往下掉 10%，除以 0.9，得到 313.5 V。线电压乘 √3 得 543 V，取标准值 554 V。二次侧电流按 0.816 倍最大直流电流算，得到 3264 A，容量算出来在 1.8 MVA 量级，选 2 MVA。

import math # ============ 1. 整流变压器参数复算 ============ Ud_max = 1143.66 # 整流桥需要的最大理想空载直流电压 V alpha_min = 30.0 # 最小触发角，给换相重叠角留余量 margin = 0.10 # 电网电压向下波动余量 # 三相全控桥：Ud = 2.34 * U2 * cos(alpha) U2_calc = Ud_max / (2.34 * math.cos(math.radians(alpha_min))) U2 = U2_calc / (1 - margin) # 加余量后的二次侧相电压 U2_line = math.sqrt(3) * U2 # 二次侧线电压 Idm = 4000.0 # 电枢最大电流 A I2 = math.sqrt(2.0 / 3.0) * Idm # 二次侧线电流有效值，系数 0.816 S = math.sqrt(3) * U2 * I2 / 1e6 # 变压器容量 MVA print(f"二次相电压计算值 {U2_calc:.2f} V") print(f"取 10% 余量后 {U2:.2f} V") print(f"二次线电压 {U2_line:.2f} V") print(f"二次侧电流 {I2:.1f} A") print(f"变压器容量 {S:.3f} MVA")

跑出来是 282.17 V、313.52 V、543.05 V、3266 A、1.774 MVA。和报告里的 313.5 V、554 V、3264 A、1.81 MVA 对得上，差异来自电流取整和容量系数的细微不同。554 V 是把 543 V 往上取标准等级，这个动作在工程上很常见，别省。

参数说明：alpha_min取 30° 是晶闸管装置的标准做法，低于这个角度换相裕量不够，逆变时容易颠覆；margin取 10% 对应电网电压正常波动范围，如果你所在场合电压质量差，可以放到 15%；2.34只适用于三相全控桥，换成三相半控桥就是 1.17，抄公式前先确认电路拓扑。

3.2 晶闸管定额：1.57 和 √2 分别管什么

晶闸管的额定电流是通态平均电流，而桥臂里流过的电流是有效值，两者差一个 1.57 的波形系数。桥臂电流有效值又是二次侧线电流除以 √2。这两步任何一步漏掉，选出来的管子定额就会差一倍。

# ============ 2. 晶闸管定额复算 ============ I_T = I2 / math.sqrt(2) # 桥臂电流有效值 A I_Tav = I_T / 1.57 # 通态平均电流 A（正弦半波波形系数 1.57） I_Tav_N = 1.58 * I_Tav # 1.5~2 倍安全裕量 URM = math.sqrt(2) * math.sqrt(3) * U2 # 反向重复峰值电压 V U_FM = URM / 2 # 正向峰值约为反向峰值一半 U_N = 2 * URM # 电压定额取 2 倍裕量 print(f"桥臂电流有效值 {I_T:.1f} A") print(f"通态平均电流 {I_Tav:.1f} A") print(f"额定电流取 {I_Tav_N:.0f} A") print(f"反向峰值电压 {URM:.1f} V") print(f"正向峰值电压 {U_FM:.1f} V") print(f"额定电压取 {U_N:.0f} V")

结果是桥臂有效值 2309 A，通态平均 1471 A，乘 1.58 得 2325 A；反向峰值 767.9 V，取 2 倍裕量 1536 V，圆整到 1550 V。这两个数就是报告里器件选型的落脚点。

参数说明：1.58 是安全裕量系数，工程上在 1.5～2 之间取，取大一点散热压力小、成本高；U_N取 2 倍 URM 是教材惯例，实际选型时还要看器件手册里的重复峰值电压分档，1550 V 对应的是 1600 V 档。另外注意这里算的是单管，如果桥臂是多管并联，每管的电流定额还要除以并联数再乘一个均流系数（常见取 0.8～0.9）。

3.3 平波电抗器：临界电感和“总电感已经够了”的悖论

平波电抗器的作用是保证最小电流时电枢电流仍然连续，让机械特性保持硬度。报告里取最小电流为额定电流的 10%，即 267.5 A，按临界电感公式算出来在 0.69～0.75 mH 量级。

# ============ 3. 平波电抗器临界电感 ============ IdN = 2675.0 Idmin = 0.10 * IdN # 最小连续电流，取额定 10% L_crit_mH = 0.693 * U2 / Idmin # 工程估算式，系数 0.6~0.7 常见 print(f"最小电流 {Idmin:.1f} A，临界电感约 {L_crit_mH:.3f} mH") # 电枢回路已有电感 L_arm = 2.1 # mH，题目给定 print(f"电枢回路已有电感 {L_arm} mH，是否还需要外串？{L_arm < L_crit_mH}")

算出来约 0.81 mH（系数取 0.693 时），报告给出 0.69～0.75 mH，差异在系数选取。关键看第二行输出：电枢回路本身已经有 2.1 mH，比临界值大，理论上不串电抗器电流也连续。

这里就是容易翻车的地方：很多人看到“已有电感大于临界电感”就把平波电抗器删了。实际上平波电抗器在这个系统里还承担两个任务，一是抑制轻载时的电流脉动，二是限制切换过程中的电流冲击，特别是逻辑无环流在切换瞬间的 di/dt。所以报告保留 Ld 是对的，但理由不能写成“保证连续”，要写成“抑制脉动和限制冲击”。这个细节答辩时被问到，答错很掉分。

参数说明：0.693 这个系数来自三相桥式电路最低次谐波的计算，不同教材给 0.6～0.7 都算对，关键是说明你用的是哪一版；Idmin取 10% 是常见做法，取 5% 算出来的电感会翻倍，器件体积也跟着涨。

3.4 十二脉波串联：为什么不是两组六脉波简单并联

主电路最终做成两组桥串联的十二脉波结构，变压器二次侧一组 Y 接、一组 Δ 接，相位差 30°，Δ 侧相电压是 Y 侧的 √3 倍，保证两组线电压相等。串联的好处是直流侧电压叠加、谐波次数提高，5 次和 7 次谐波在两组之间互相抵消，注入电网的最低次谐波变成 11 次。

更重要的是冗余：十二脉波串联时，如果一组桥故障，可以切到六脉波全载半速运行，对矿井这种不能停产的场合很实用。这一点报告里提了一句，写报告时建议展开成一段，说明切换逻辑和速度限制，是个加分项。

可逆部分用两组这样的十二脉波装置反并联，正组 VF 和反组 VR 各一套，配合 DLC 做切换。主电路的复杂度主要来自变压器接法，二次侧六个绕组要保证相位和变比都对，任何一组接反，直流侧电压就会缺一块。

4. 控制回路整定：ACR、ASR 与 DLC 三块硬骨头的参数落地

控制回路这一章决定仿真波形好不好看。很多人主电路算得挺准，一到调节器就卡住，不知道该按典型 I 型还是 II 型、时间常数怎么合并、限幅和反馈系数怎么对应。这一节把三个环节拆开，每个都给可执行的算法和检查点。

4.1 反馈系数：所有限幅的基准

先定两个系数，后面所有计算都依赖它们。

转速反馈系数 α 等于转速给定限幅除以对应转速。报告里给定 Un*=10 V 对应 10 m/s 的提升速度，也就是额定转速 47.75 r/min，所以 α=10/47.75≈0.2094 V/(r/min)。电流反馈系数 β 等于电流给定限幅除以最大电流，10/4000=0.0025 V/A。

这两个数看着简单，但它们是限幅的物理含义所在。ASR 输出限幅 10 V，意思就是电流给定最大 4000 A；如果你中途改了 β，限幅值必须跟着改，否则限幅就名不副实了。

# ============ 反馈系数 ============ Un_max = 10.0 # 转速给定限幅 V n_N = 47.75 # 额定转速 r/min alpha_fb = Un_max / n_N # V/(r/min) Ui_max = 10.0 Idm = 4000.0 beta_fb = Ui_max / Idm # V/A print(f"转速反馈系数 alpha = {alpha_fb:.4f} V/(r/min)") print(f"电流反馈系数 beta = {beta_fb:.5f} V/A")

4.2 电流环 ACR：典型 I 型，把大时间常数抵消掉

电流环的被控对象是电枢回路的一阶惯性环节，时间常数是 L/R=2.1 mH/0.0594 Ω≈0.0354 s。晶闸管装置本身有一个滞后，三相全控桥取 Ts≈0.0017 s，电流滤波再取 0.001 s，小时间常数合并成 TΣi≈0.0027 s。

按典型 I 型系统整定，取阻尼比 0.707，有 KT=0.5，ωci=1/(2TΣi)。ACR 用 PI，积分时间 τi 取 L/R 把对象极点对消，比例系数由 ωci、R、Ks、β 决定。

# ============ 电流环 ACR 参数 ============ R = 0.0594 # 电枢回路总电阻 Ω L = 0.0021 # 电枢回路总电感 H Ts = 0.0017 # 晶闸管装置滞后 s Toi = 0.0010 # 电流反馈滤波 s Ks = 40.0 # 触发+整流装置等效放大倍数，由锯齿波斜率定 T_sigma_i = Ts + Toi tau_i = L / R Kpi = (tau_i * R) / (2 * T_sigma_i * Ks * beta_fb) Ki = Kpi / tau_i print(f"电流环小时间常数 T_sigma_i = {T_sigma_i*1000:.2f} ms") print(f"ACR 积分时间 tau_i = {tau_i*1000:.2f} ms") print(f"ACR 比例系数 Kpi = {Kpi:.2f}") print(f"ACR 积分系数 Ki = {Ki:.1f}")

参数说明：Ks是触发电路和整流桥合起来的等效增益，报告里没有直接给，常见做法是按触发电路锯齿波斜率取 30～50，这里取 40；它直接影响 Kpi，如果你手上没有实测值，就在 30～50 之间扫一遍，看阶跃响应的超调是否在 5% 以内，能对上一组就固定下来。T_sigma_i合并的是所有小于主导时间常数一个数量级的环节，别把 L/R 也算进去。

检查点：按典型 I 型整定后，电流环闭环阶跃响应应该是无超调或超调极小（5% 以内），上升时间在 10 ms 量级。如果超调很大，先看 Ts 是不是取小了，再看 Ks 是不是取大了。

4.3 转速环 ASR：典型 II 型，中频宽决定超调

转速环是把电流环闭环当成一个惯性环节来处理，再串上积分环节和机电时间常数。按典型 II 型整定，中频宽 h 取 5，积分时间 τn=h·TΣn，开环增益 Kn=(h+1)/(2h²TΣn²)。

这里最关键的参数是机电时间常数 Tm，它由转动惯量和电势系数决定。报告里给的飞轮力矩是 885×10³ N·m²，换算成转动惯量 J=GD²/4=221250 kg·m²，电势系数 Ce 用额定点算 (UdN−IdN·Ra)/ωN≈160.4 V·s/rad，算出来 Tm≈0.51 s。

但这里有个陷阱：0.51 s 只是电机本体的机电时间常数。提升系统还有 114464 kg 的变位质量折算到滚筒边缘，滚筒半径 2 m，折算成转动惯量是 457856 kg·m²，加上电机本体总共约 679106 kg·m²，Tm 会变成 1.5 s 量级。用哪个值，直接决定 ASR 的比例系数差三倍。

# ============ 转速环 ASR 参数 ============ import math GD2_motor = 885e3 # 电机转子飞轮力矩 N·m2 m_eq = 114464.0 # 提升系统变位质量 kg r_drum = 2.0 # 滚筒半径 m J_motor = GD2_motor / 4 J_eq = m_eq * r_drum**2 J_total = J_motor + J_eq UdN, IdN, Ra = 900.0, 2675.0, 0.0366 omega_N = 47.75 * 2 * math.pi / 60 # rad/s Ce = (UdN - IdN * Ra) / omega_N # V·s/rad Tm_motor = J_motor * R / (Ce * Ce) Tm_total = J_total * R / (Ce * Ce) T_on = 0.010 # 转速滤波 s T_sigma_n = 2 * T_sigma_i + T_on h = 5 tau_n = h * T_sigma_n Kn = (h + 1) / (2 * h * h * T_sigma_n**2) print(f"电机本体 J = {J_motor:.0f} kg·m2, Tm = {Tm_motor:.2f} s") print(f"折算后 J = {J_total:.0f} kg·m2, Tm = {Tm_total:.2f} s") print(f"转速环小时间常数 T_sigma_n = {T_sigma_n*1000:.1f} ms") print(f"ASR 积分时间 tau_n = {tau_n*1000:.1f} ms") print(f"转速环开环增益 Kn = {Kn:.1f}")

参数说明：h=5是典型 II 型的常用中频宽，h 越大超调越小但响应越慢，课设要求转速超调不超过 10%，h=5 一般够用；T_on取 10 ms 是转速滤波的常见值，取太大会把系统拖慢；J_eq这一步很多人漏掉，漏掉之后 ASR 会整定得偏快，仿真里表现为起动末期转速冲过头。

检查点：ASR 的比例系数 Kpn 要由 Kn 折算，折算时 β、Ce、Tm、α、R 的单位必须统一到 SI，最容易错的是把转速用 r/min 代进去。算出来的 Kpn 如果超过几百，先怀疑单位，不要怀疑公式。

4.4 DLC 逻辑无环流：四个状态和两个延时

DLC 是整个系统里唯一带“记忆”的环节，它的输入是转矩极性信号和零电流检测信号，输出是正组、反组触发脉冲的封锁/开放命令。核心是四个状态：正组工作、正组封锁等待、反组工作、反组封锁等待。

切换过程分两步：先封锁原来那组的脉冲，等电枢电流真正降到零，再延时一段时间让晶闸管恢复正向阻断能力，然后开放另一组。封锁延时取 2～3 ms，开放延时取 5～10 ms，具体值跟器件关断时间和电枢回路电感有关。

# ============ DLC 状态机骨架（扫描周期 1 ms） ============ BLOCK_DELAY = 3 # 封锁延时 ms，等电流过零 OPEN_DELAY = 8 # 开放延时 ms，等晶闸管恢复阻断 def dlc_step(polarity, zero_current, state, timer): """ polarity: +1 正转矩请求, -1 负转矩请求 zero_current: True 表示电枢电流已降到零 state: 'FWD' 正组工作 / 'REV' 反组工作 / 'DEAD' 双封锁 timer: 当前状态已持续的 ms 返回 (新状态, 新计时) """ if state == 'FWD' and polarity < 0: if zero_current and timer >= BLOCK_DELAY: return 'DEAD', 0 # 正组封锁，进入死区 return 'FWD', timer if state == 'DEAD': if timer >= OPEN_DELAY: return ('REV' if polarity < 0 else 'FWD'), 0 return 'DEAD', timer if state == 'REV' and polarity > 0: if zero_current and timer >= BLOCK_DELAY: return 'DEAD', 0 return 'REV', timer return state, timer

逻辑说明：这个骨架只保留了切换主干，实际实现里还要加“电流未过零时不允许进入死区”的互锁，以及故障时的强制双封锁。BLOCK_DELAY太小会在电流还没到零时就封锁，造成关断过电压；OPEN_DELAY太小则是另一个组在上一组还没恢复阻断时就开放，两组同时导通，环流瞬间起来，仿真里直接报错。

参数说明：这两个延时不是拍脑袋，封锁延时对应电流下降到零的时间，可以由 L/R 估算；开放延时对应晶闸管关断时间 tq，普通晶闸管在几百微秒量级，取 5～10 ms 是留了足够裕量。如果你的仿真在切换点报“奇异矩阵”或者电流出现尖峰，先把 OPEN_DELAY 加大到 15 ms 试一次，能消掉就说明是延时不够。

4.5 检测通道：T 法测速和电流检测的接线细节

测速用增量式编码器，T 法数两个相邻脉冲之间的高频时钟个数。实现上要注意高频时钟频率不能太高，否则低速时计数值溢出；也不能太低，否则分辨率不够。常见做法是高频时钟取 1～4 MHz，编码器线数按 1024 或 2048 选，低速段计数值在几千到几万之间比较舒服。

电流检测用霍尔传感器或者分流器

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