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简介：面向嵌入式电机控制学习者与课程设计人员的STM32F103C8T6实践工程，基于高级定时器TIM1查表法生成三相六路互补SPWM，三相互差120°，集成死区配置、调频调压，并以恒压频比方式驱动三相电机。压缩包共149个文件、约46.67MB，主要由C/H源码、KEIL5工程与目标文件、HEX固件、PDF学习文档及ZIP工具包构成，另附正弦表生成工具和死区计算器，可辅助理解SPWM原理、核算死区时间、替换正弦表并复现实验。工程注释较详细，支持在KEIL5中在线仿真观察六路互补波形与死区效果，适合电机驱动入门、课程设计及方案对照。当前已有8068人学习下载，可作为从原理学习到工程实现的参考样本。

1. 一块十几块钱的 C8T6，怎么把三相六路 SPWM 跑起来

很多人第一次做三相逆变或者 BLDC 驱动，看到 STM32F103C8T6 就犯嘀咕：这颗芯片主频才 72MHz、Flash 64KB，能撑得起 SPWM 三相六路互补输出吗？答案是能，而且不用外挂任何 PWM 芯片——TIM1 本身就是高级定时器，三对互补通道加可编程死区发生器全都在硅片里。真正卡住人的不是性能，是死区怎么算、调频调压怎么解耦、互补脚为什么上电就直通这些细节。这份工程把 TIM1 的三相互补输出、死区插入、在线调频调压全揉在一起，KEIL5 打开就能仿真看波形，适合做电机驱动入门、逆变电源课设，以及想把「互补」「死区」从寄存器层面搞明白的人。下面按实际调试顺序拆。

2. 把正弦表塞进 TIM1：三相六路互补 PWM 的寄存器级搭法

2.1 为什么三相六路只能落在 TIM1 上

STM32F103C8T6 内部一共四组定时器：TIM1 是高级定时器，TIM2/3/4 是通用定时器。通用定时器每组的四个通道都是独立单端输出，没有互补引脚、没有死区发生器、没有刹车输入，让它去驱三相全桥的六只管子，硬件上就少了一半的引脚。TIM1 不一样，它的 CH1/CH2/CH3 各自带一个 CHxN 互补通道，默认复用映射正好是 PA8/PB13（U 相上下管）、PA9/PB14（V 相）、PA10/PB15（W 相），这套映射是芯片内部固定的，不需要重映射寄存器。所以只要看到「三相六路互补」，定时器选型基本没有第二选项。

这里有个常被跳过的点：死区一定要用硬件做，别用软件延时。软件延时受中断响应影响，抖动可以到几微秒，而且换个主频就得重算。TIM1 的死区由内部独立计数器产生，计时基准是 tDTS，跟 CPU 执行什么代码完全无关，这才是能上桥的可靠性来源。

2.2 中心对齐加 72MHz：ARR 和 PSC 到底填多少

TIM1 挂在 APB2 上，C8T6 满配时 APB2 定时器时钟是 72MHz。中心对齐模式下计数器从 0 数到 ARR-1 再数回 0，一个完整 PWM 周期是 2×ARR 个计数时钟，所以载波频率的算法是：

f_pwm = 72_000_000 / ((PSC + 1) × 2 × ARR)

反过来定参数就是ARR = 72_000_000 / (2 × f_pwm × (PSC+1))。实际工程里 PSC 一般取 0，让计数分辨率最大。下表是几组常用载波频率对应的参数，可以直接抄：

为什么非要中心对齐？边沿对齐也能出 SPWM，但三相脉冲的起点全部对齐在计数器清零那一刻，三相的开关时刻在时间轴上不对称，电流纹波偏大；中心对齐时每路 PWM 脉冲关于周期中点对称，三相互补通道插入死区的位置也更规整，而且更新事件统一发生在计数器归零，三路 CCR 同一时刻生效，不会出现某一相慢半拍的情况。代价是同 ARR 下载波频率只有边沿对齐的一半，所以算 ARR 时那个 2 别忘了乘。

2.3 256 点正弦表怎么生成、怎么定点化

正弦表的点数不是随便定的。载波 10kHz、输出 50Hz 时，一个基波周期里有 200 个载波周期；表取 256 点意味着即使输出频率漂到 39Hz，也还是一一对应。点数低于 64 时阶梯感明显，THD 会飙；点数拉到 1024 又白占 Flash，256 点 int16 才 512 字节，对 64KB 的 C8T6 完全不心疼。生成脚本用 Python 跑一遍就行：

import math N = 256 # 表点数，2 的幂，后面可以直接用相位高 8 位寻址 AMP = 1024 # Q10 定点，幅值 1024 表示 1.0 vals = [int(round(AMP * math.sin(2 * math.pi * i / N))) for i in range(N)] print("static const int16_t sin_q10[%d] = {" % N) for i in range(0, N, 8): print(" " + ", ".join("%5d" % v for v in vals[i:i + 8]) + ",") print("};")

跑完得到一个 256 项的int16_t数组，取值范围 -1024 到 1024。用 Q10 而不是浮点的原因很直接：C8T6 没有 FPU，一次 float 乘法在中断里要几十个周期，而 Q10 定点就是一次 32 位乘加再右移，几个周期搞定，在 10kHz 的更新中断里差别很明显。

表格生成后不用手抄，直接把脚本输出存成sin_table.h，工程里#include进来即可。

2.4 六路通道的初始化代码与三个容易漏的开关

下面这段是 TIM1 的完整初始化，用标准外设库写的，HAL 库思路一样只是函数名不同：

#include "stm32f10x.h" void bsp_tim1_pwm_init(uint16_t arr, uint16_t psc, uint16_t dtg) { GPIO_InitTypeDef gpio; TIM_TimeBaseInitTypeDef tb; TIM_OCInitTypeDef oc; TIM_BDTRInitTypeDef bdtr; RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_GPIOA | RCC_APB2Periph_GPIOB | RCC_APB2Periph_TIM1 | RCC_APB2Periph_AFIO, ENABLE); /* CH1/2/3 -> PA8/PA9/PA10，互补 CH1N/2N/3N -> PB13/PB14/PB15 */ gpio.GPIO_Pin = GPIO_Pin_8 | GPIO_Pin_9 | GPIO_Pin_10; gpio.GPIO_Mode = GPIO_Mode_AF_PP; gpio.GPIO_Speed = GPIO_Speed_50MHz; GPIO_Init(GPIOA, &gpio); gpio.GPIO_Pin = GPIO_Pin_13 | GPIO_Pin_14 | GPIO_Pin_15; GPIO_Init(GPIOB, &gpio); TIM_TimeBaseStructInit(&tb); tb.TIM_Prescaler = psc; tb.TIM_Period = arr; tb.TIM_CounterMode = TIM_CounterMode_CenterAligned1; /* 中心对齐 */ tb.TIM_ClockDivision = TIM_CKD_DIV1; /* tDTS = tCK_INT */ tb.TIM_RepetitionCounter = 0; TIM_TimeBaseInit(TIM1, &tb); TIM_OCStructInit(&oc); oc.TIM_OCMode = TIM_OCMode_PWM1; /* CNT < CCR 时输出有效 */ oc.TIM_OutputState = TIM_OutputState_Enable; oc.TIM_OutputNState = TIM_OutputNState_Enable; /* 互补通道必须显式开 */ oc.TIM_Pulse = arr / 2; /* 上电先给 50% 占空 */ oc.TIM_OCPolarity = TIM_OCPolarity_High; oc.TIM_OCNPolarity = TIM_OCNPolarity_High; oc.TIM_OCIdleState = TIM_OCIdleState_Reset; /* 空闲时上管关 */ oc.TIM_OCNIdleState = TIM_OCNIdleState_Reset; /* 空闲时下管也关 */ TIM_OC1Init(TIM1, &oc); TIM_OC2Init(TIM1, &oc); TIM_OC3Init(TIM1, &oc); /* 预装载必须开，否则运行中改 CCR 会出毛刺 */ TIM_OC1PreloadConfig(TIM1, TIM_OCPreload_Enable); TIM_OC2PreloadConfig(TIM1, TIM_OCPreload_Enable); TIM_OC3PreloadConfig(TIM1, TIM_OCPreload_Enable); TIM_ARRPreloadConfig(TIM1, ENABLE); TIM_BDTRStructInit(&bdtr); bdtr.TIM_DeadTime = dtg; /* DTG[7:0] 编码 */ bdtr.TIM_Break = TIM_Break_Disable; bdtr.TIM_BreakPolarity = TIM_BreakPolarity_High; bdtr.TIM_AutomaticOutput = TIM_AutomaticOutput_Enable; TIM_BDTRConfig(TIM1, &bdtr); TIM_Cmd(TIM1, ENABLE); TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1, ENABLE); /* 置 MOE，这一句漏了全白干 */ }

三个最容易漏的开关：TIM_OutputNState_Enable不开，互补脚根本没波形；TIM_ARRPreloadConfig不开，在线调频时改 ARR 会当场产生一个畸形周期；TIM_CtrlPWMOutputs就是置 BDTR 的 MOE 位，漏了这一句所有通道都停在高阻态，示波器上什么都看不到。另外TIM_OCIdleState和TIM_OCNIdleState都设成 Reset，是为了让定时器停走或刹车时上下管同时关断，而不是同时导通——这一条是后面避坑章节的事故源头之一。

3. 死区时间不玄学：从 BDTR 编码到示波器上的 1.2 微秒

3.1 死区到底在防什么

三相全桥的每一相都是上下两只管子串联在母线上。上管关断不是瞬间完成的，栅极电荷要泄放、米勒电容要充放，实测关断延时常常有几百纳秒。如果下管的开通信号在这个窗口里来了，上下管同时导通，母线正负极直接短路，电流上升速率只有回路寄生电感能限制，几微秒之内就能把管子送走。死区的本质就是在这段窗口里强行把两路都拉低，让先开的那只彻底关断之后才允许另一只开。

死区时间取多少，取决于功率器件和驱动电路：小功率 MOSFET 直驱一般 200~500ns，经过光耦或隔离驱动要加上传输延时差，IGBT 模块动辄 1~3μs。这里没有万能值，只有一条经验——先用器件手册里的关断延时最大值乘 1.5，再拿示波器实测上下管栅极波形确认没有重叠，才算数。

3.2 DTG[7:0] 编码：四段折线和一张对照表

TIM1 的死区寄存器是 BDTR 的低 8 位 DTG[7:0]，它不是线性纳秒值，而是分四段编码，每段的步进不一样：

tDTS 由 TIM_ClockDivision 决定，配置成TIM_CKD_DIV1时 tDTS = 1/72MHz ≈ 13.89ns。按这个基准算：想要 1μs 死区，1000/13.89 ≈ 72 个 tick，落在第一段，DTG 直接填 72，也就是 0x48。想要 2μs，需要 144 个 tick，超出第一段的 127 上限，得进第二段：144 = (64 + x) × 2，解出 x = 8，DTG = 0x80 | 8 = 0x88。很多教程直接用deadtime * 72 / 1000当 DTG 填进去，一旦超过 1.76μs 就静默出错，波形上完全看不出来，这是血泪经验。

3.3 写一个死区编码函数，别再手算

与其每次查表，不如把换算封成函数，参数是想要的纳秒数和定时器输入时钟：

/* * dead_ns : 期望死区时间，单位纳秒 * f_ck_int: 定时器输入时钟，单位 Hz，C8T6 满配时 72000000 * 返回可直接写入 BDTR.TIM_DeadTime 的 DTG[7:0] */ uint8_t deadtime_encode(uint32_t dead_ns, uint32_t f_ck_int) { /* 先换成 tDTS 个数，四舍五入 */ uint32_t n = (uint32_t)(((uint64_t)dead_ns * f_ck_int + 500000000ULL) / 1000000000ULL); if (n < 128) return (uint8_t)n; /* 0xx */ if (n < 256) return (uint8_t)(0x80 | ((n / 2) - 64)); /* 10x */ if (n < 512) return (uint8_t)(0xC0 | ((n / 8) - 32)); /* 110 */ if (n < 1024) return (uint8_t)(0xE0 | ((n / 16) - 32)); /* 111 */ return 0xFF; /* 超上限，取最大 */ }

函数里用 64 位中间量是为了避免dead_ns * 72000000在 32 位下溢出——3000ns 乘 7200 万已经接近 2.16×10¹⁴，远超 uint32 范围。四个分段的边界值 128/256/512/1024 就是上一张表的覆盖上限。调用的时候写deadtime_encode(1200, 72000000)，返回 0x56（1200/13.89 ≈ 86，86 落在第一段），比手算靠谱得多。

3.4 死区不是越大越好：占空比丢失与波形畸变

死区确实能防直通，但它同时在吃掉输出电压。每个开关周期里上下管各有一次死区，负载看到的有效脉宽比 CCR 设定的少了一个死区时间，平均电压损失近似为ΔV = (Td / Ts) × Vdc。10kHz 载波对应 Ts = 100μs，死区 1μs 就是 1% 的电压损失，24V 母线下白白丢掉 0.24V。这还只是平均值，真正难看的是电流过零点附近：那时占空比本来就接近 50%，死区让正负半周的脉宽不对称，电流波形在零点出现一个平台，低速轻载时尤其明显，电机听起来会有低频的「咕噜」声。

工程上的处理办法有两个方向。一是把死区压到够用就行，别为了保险随手填 3μs；二是做死区补偿，按相电流极性给 CCR 加一个偏置，电流为正时多给一点、为负时少给一点，把丢掉的脉宽补回来。补偿的前提是能测到相电流极性，这份工程没有做闭环，所以策略是保守取值：MOSFET 方案统一用 800ns，留出驱动延时的余量，实测栅极波形不重叠即可。

还有一条边界必须记住：CCR 不能太靠近 0 或者 ARR。当 CCR 小到有效脉宽比死区还窄时，输出会被死区完全吃掉，那一相直接丢波。后面第 4 章会给出 CCR 的钳位范围。

4. 调频调压怎么解耦：相位累加器加调制比，改参数不炸桥

4.1 调频和调压必须是两个独立旋钮

新手最容易犯的错是拿 ARR 去调输出频率：想从 50Hz 降到 30Hz，就把 ARR 从 3599 改成 5999。这么干表面上频率对了，实际上载波频率跟着从 10kHz 掉到 6kHz，输出滤波器的截止频率、死区占载波周期的比例、电流纹波全都变了，前面按 10kHz 算好的死区补偿直接失效。正确的分工是：载波频率由 ARR 固定死，运行期间不动；输出基波频率由相位累加器的步进决定；输出幅值由调制比 m 决定。三个量各管各的，互不干扰，这就是「解耦」的含义。

4.2 相位累加器：32 位定点怎么算步进

把整个基波周期 2π 映射到 uint32 的 0 ~ 2³²，相位累加器每个载波周期加一个步进值，溢出就自然回绕。步进的算法是：

step = 2^32 × f_out / f_pwm

因为 2³² 远超 32 位乘法的安全范围，中间必须用 64 位。相位累加器的高 8 位正好对应 256 点表的索引，这一步省掉了取模运算：

#define SINE_POINTS 256 #define PHASE_120 0x55555555UL /* 2^32 / 3 */ #define PHASE_240 0xAAAAAAABUL /* 2 × 2^32 / 3 */ extern const int16_t sin_q10[SINE_POINTS]; static uint32_t s_phase = 0; /* 相位累加器 */ static uint32_t s_step = 0; /* 每个载波周期的相位增量 */ static uint16_t s_m_q10 = 900; /* 调制比，Q10，0.879 */ /* 目标输出频率 f_out，载波频率 f_pwm，都由外部传入 */ void spwm_set_freq(uint32_t f_out, uint32_t f_pwm) { s_step = (uint32_t)(((uint64_t)f_out << 32) / f_pwm); } /* 调制比 0 ~ 1024，对应 0 ~ 1.0 */ void spwm_set_mod(uint16_t m_q10) { if (m_q10 > 972) m_q10 = 972; /* 上限 0.95，留过调制余量 */ s_m_q10 = m_q10; }

PHASE_120和PHASE_240是两个常量偏移：V 相落后 U 相 120°，在 32 位圆周上就是 2³²/3 ≈ 0x55555555；W 相落后 240°，就是它的两倍。用常量加法而不是重新算 sin，是为了让三相永远严格保持 120° 关系，不会因为三次独立计算产生舍入偏差。

4.3 调制比更新与 CCR 的钳位保护

拿到三相的 sin 值之后，占空比按d = 0.5 + 0.5 × m × sin(θ)算，再乘 ARR 得到 CCR。这个式子要拆成整数运算，中间结果用 int32 兜住：

static inline uint16_t calc_ccr(uint16_t arr, int16_t sin_val, uint16_t m_q10) { int32_t half = arr / 2; /* half * m/1024 * sin/1024，两次右移避免中间溢出 */ int32_t delta = (half * (int32_t)m_q10 >> 10) * (int32_t)sin_val >> 10; int32_t ccr = half + delta; /* 关键钳位：给死区留出脉宽，防止窄脉冲被吃掉 */ if (ccr < 60) ccr = 60; if (ccr > arr - 60) ccr = arr - 60; return (uint16_t)ccr; }

钳位那两行是这份工程里最容易被删掉、又最容易出问题的部分。假设 ARR = 3599，死区编码对应 72 个 tick，那么有效脉宽低于 72 个计数的脉冲会被死区完整吞掉，该相输出直接消失。把下限设成 60 到 80 之间，就能保证即使在 m = 0.95、sin = -1 的极端点，输出仍然有一个可观测的窄脉冲。上限对称处理，防止上管常开。60 这个数不是拍脑袋，它约等于死区 tick 数加一点余量，改死区参数时这里要跟着改。

4.4 更新时机：只在更新中断里动 CCR

CCR 有预装载寄存器，写入的值要等下一个更新事件才搬到影子寄存器。所以正确的写法是：主循环里只改s_m_q10和s_step这类软件变量，真正的 CCR 计算和写入全部放在 TIM1 的更新中断里，一次算完三相：

void TIM1_UP_IRQHandler(void) { if (TIM_GetITStatus(TIM1, TIM_IT_Update) != RESET) { TIM_ClearITPendingBit(TIM1, TIM_IT_Update); s_phase += s_step; /* 推进相位 */ uint32_t pu = s_phase; uint32_t pv = s_phase + PHASE_120; uint32_t pw = s_phase + PHASE_240; uint16_t arr = TIM1->ARR; TIM1->CCR1 = calc_ccr(arr, sin_q10[pu >> 24], s_m_q10); TIM1->CCR2 = calc_ccr(arr, sin_q10[pv >> 24], s_m_q10); TIM1->CCR3 = calc_ccr(arr, sin_q10[pw >> 24], s_m_q10); /* 供 KEIL5 仿真观察用，实际产品里可去掉 */ s_dbg_ccr[0] = TIM1->CCR1; s_dbg_ccr[1] = TIM1->CCR2; s_dbg_ccr[2] = TIM1->CCR3; } }

中断里的计算量要心里有数：三次查表、三次乘加、三次钳位，在 72MHz 下大概 2~3μs，10kHz 载波的中断周期是 100μs，占用率不到 5%，还有余量。但这段代码不能有浮点、不能调printf、不能有除法，否则中断时间会涨到十几微秒，波形立刻出现周期性抖动。

调压的响应速度由 m 的更新频率决定，人在拧电位器或者上位机发串口命令时，几十毫秒更新一次完全够；调频则不能太猛，频率阶跃时相位累加器的 step 会突变，但 s_phase 本身不清零，所以相位是连续的，不会出现波形跳变——这也是用累加器而不是查表索引自增的好处。

5. 避坑与排查：六路波形最容易翻车的五个地方

5.1 上电瞬间上下管同时导通

现象：示波器抓到上电头几毫秒 U 相上下管栅极同时为高，或者电机「咔」一声就保护了。

原因：初始化的顺序有问题。GPIO 先被配成复用推挽，此时 TIM1 还没配置完，输出状态不确定；再加上TIM_OCNIdleState如果误设成 Set，互补通道在定时器未使能时就输出高电平，等于下管常开。

解决：把 GPIO 配置放在定时器配置之前但保持 TIM1 关闭，等 BDTR 里 MOE 置位那一刻才真正放行；TIM_OCIdleState和TIM_OCNIdleState必须都设 Reset；硬件上给每路栅极加 10k 下拉电阻，软件再稳也不如电阻兜底。

5.2 调 m 的时候占空比纹丝不动

现象：串口发命令把 m 从 0.5 改到 0.9，示波器上占空比一点没变。

原因：多半是只改了软件变量，但 CCR 的预装载没开，或者改完 CCR 没有产生更新事件，新值卡在预装载寄存器里等不到搬运时机。另一种情况是 CCR 确实写了，但写在了主循环里，而中断里每个周期又把旧值算回去覆盖了。

解决：确认TIM_OCxPreloadConfig全部 Enable，确认TIM_ARRPreloadConfig也是 Enable；所有 CCR 写入集中到更新中断这一个入口，别在别处再写一遍。

5.3 死区配了，波形上看不到

现象：BDTR 明明写了 0x48，双通道示波器测出来上下管切换还是严丝合缝。

原因有三个层次。最常见的是探头接错了，测的是 CH1 和 CH2 而不是 CH1 和 CH1N；其次是TIM_OutputNState没使能，互补脚压根没输出，看到的其实是一路悬空；还有一种很隐蔽——两路探头共地，而上下管并不共地，测出来的波形本来就不可信，得用差分探头或者隔离探头。

解决：先单测 CH1N（PB13）确认有波形，再双通道对比；用TIM_CtrlPWMOutputs确认 MOE 已置位；死区测量一定要用差分探头，或者至少保证两路探头接同一个参考点。

5.4 调频时电流抖动、电机啸叫

现象：输出频率从 50Hz 切到 30Hz 的瞬间，电流波形出现一个明显的包络跳变，电机发出「咯」的一声。

原因：改 ARR 时没有开预装载，计数器正在往上数的时候 ARR 突然变小，这一周期直接被截断，产生一个宽度异常的脉冲；另一种是s_step用整数除法算的，低频时舍入误差占比大，相位长时间漂移，三相的相对角度慢慢就偏了。

解决：ARR 预装载必须开，改完 ARR 后手动TIM_GenerateEvent(TIM1, TIM_EventSource_Update)触发一次搬运；s_step的计算用 64 位中间量，别用f_out * 1000 / f_pwm这种丢精度的写法；频率切换时绝对不要清零s_phase，相位连续才不会有突变。

5.5 KEIL5 仿真里波形是直线

现象：进入 Debug，Logic Analyzer 里加了一堆信号，全是平的，时间轴也不动。

原因：仿真器的 Dialog DLL 参数没配对。C8T6 要选DARMSTM.DLL，Parameter 填-pSTM32F103C8，填错成别的型号，外设寄存器模型就加载不出来。另外如果代码里用了HAL_Delay或者死等 SysTick，仿真模式下时钟不一定推进，程序卡在延时里，看起来就是不动。还有优化等级开到 -O2 时，局部变量被优化掉，Logic Analyzer 加的信号根本不存在。

解决：Options for Target → Debug → Use Simulator → Settings，确认 DLL 和 Parameter；把要观察的量声明成volatile全局变量；仿真时把看门狗关掉，延时函数临时换成空循环。

6. 仿真验证：在 KEIL5 里把死区和相位角量出来

仿真的价值不在替代示波器，而在于上电之前就能确认相位关系和三相对称性。配置好DARMSTM.DLL和-pSTM32F103C8之后，把优化等级降到 -O0，在s_dbg_ccr[3]上打断点确认数据在动，然后在 View → Analysis Windows → Logic Analyzer 里把这三个数组加进去，就能看到三条相差 120°

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