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移相全桥（Phase-Shifted Full Bridge，PSFB）这类拓扑，搞电源的工程师应该都不陌生。这次做的是输入 400V、输出 60V、额定功率 3kW 的移相全桥变换器数字控制仿真，用 Simulink 搭离散化闭环模型，重点验证负载从 3kW 突增到 3.6kW 时输出电压的动态响应。标题里那个“闭”大概率就是闭环，另外原始记录里的“3.6W”明显是 3.6kW 的笔误，因为 60V 输出下 3.6W 只有 60mA，和 3kW 满功率完全不在一个数量级。

这类仿真在工程里特别典型，尤其是现在数字电源越来越普及，很多人把模拟域设计的移相全桥直接搬到数字控制器里，结果发现连续域里调好的 PI 参数放到离散控制器后，负载阶跃时输出电压要么恢复慢，要么直接振荡。这篇文章我就从参数计算、模型搭建、闭环设计到故障排查，把整个流程完整梳理一遍，给正在做 400V 输入级 DC-DC 仿真的朋友一个参考。

1. 项目解读与总体设计思路

1.1 标题里的技术诉求拆解

先看输入条件：输入电压 400V 直流，输出电压 60V 直流，额定功率 3kW，负载阶跃到 3.6kW。这个指标很常见，比如某些服务器电源的辅助级、电池充电模块的前级 DC-DC，或者车载充电器里的第二级。60V 输出对应 3kW 额定电流是 50A，3.6kW 时电流到 60A，也就是说负载阶跃是从 50A 突增到 60A，变化量 20%。

这里有个细节容易被忽略：标题写的是“切载 3kW 到 3.6W”，这在做仿真时其实对应一个明确的动作——输出端负载电阻从 1.2Ω 变为 1Ω。因为在恒压输出下，P = U²/R，60V 除以 50A 是 1.2Ω，60V 除以 60A 就是 1Ω。如果做闭环仿真，负载阶跃信号要么用可控电阻，要么用可控电流源，这两种方式在 Simulink 里的表现完全不同，后面会专门讲。

“闭”字对应的闭环控制，是整个仿真的灵魂。开环移相全桥在负载切换时输出电压会直接跌掉一截，然后靠输出电容慢慢充回来，这在工程上是不可接受的。闭环要做的事情就是把输出电压稳定在 60V，并且让动态恢复时间尽量短、超调尽量小。离散化则意味着控制算法不是连续的模拟电路，而是以固定采样周期运行的数字控制器，这会引入零阶保持、计算延迟、采样混叠等一系列问题，也正是数字电源仿真和模拟电源仿真最大的区别。

1.2 为什么选移相全桥而不是别的拓扑

输入 400V、输出 60V、功率 3kW 这个区间，能用的拓扑不少，硬开关全桥、LLC、移相全桥都是常见选择。但移相全桥在这里有它不可替代的位置。

从工作机理上看，移相全桥本质上是“Buck + 高频变压器”的组合，通过调节超前臂和滞后臂之间的移相角，来改变输出方波电压的有效占空比，从而实现输出电压调节。它最大的优势是工作在固定开关频率下，控制方式相对直观；同时利用谐振电感和开关管结电容之间的谐振，理论上可以实现原边开关管的 ZVS 开通，降低开关损耗。

和 LLC 谐振变换器相比，移相全桥的调压范围更宽，对输出负载变化不那么敏感，而且移相角控制和占空比控制类似，工程师上手容易。LLC 在宽电压输入、宽输出电压的场合表现更好，但在固定 400V 输入、固定 60V 输出这种场景下，移相全桥的成本和控制复杂度更有优势。

不过移相全桥有一个天生的问题——占空比丢失。谐振电感的电流换向需要时间，这期间虽然原边有电压，但副边不传递能量，实际有效占空比会小于理论占空比。另一个问题是滞后臂在轻载时 ZVS 条件比较苛刻，负载越轻，原边电流越小，谐振能量不够，滞后臂就可能失去零电压开通。这些特性直接导致了一个结果：仿真里的参数设计，不能简单拿 Buck 公式硬套，必须考虑谐振电感和死区时间的影响。

1.3 “离散化仿真”到底指什么

我在不少群里看到有人问“离散化仿真”是不是就是用某个固定步长求解器跑一遍，其实不是这么简单。我理解的移相全桥离散化仿真，至少包含两层含义。

第一层是控制器的离散化。模拟控制器里的 PI 运算、比较器、积分电容，在数字控制器里面都变成了每个采样周期执行一次的数字化算法。Simulink 里可以用离散 PID 控制器、单位延迟、零阶保持器来实现，采样时间 Ts 一般和开关周期同步，比如 100kHz 开关频率下 Ts 取 10μs。这一层做得真实不真实，直接决定了仿真能不能反映数字控制器的实际性能。

第二层是被控对象的离散化建模。一种是开关模型，用 MOSFET、二极管、变压器等器件模型搭建实际主电路，仿真时用固定步长求解器精确离散电力电子开关的动作，这种方法最接近真实硬件，但计算量大，而且对离散步长极其敏感。另一种是平均模型，把开关桥臂等效为占空比控制的受控源，整个系统变成一个连续或离散传递函数模型，适合做控制参数整定和稳定性分析，但看不到开关纹波和 ZVS 过程。

我这次采用的是“开关级主电路 + 离散化数字控制器”的组合，也就是主电路用电力电子器件模型，控制环路用离散采样和离散 PI 实现。这样既能观察到负载阶跃时输出电压的真实跌落和恢复波形，又能验证离散控制器参数是否满足动态要求，是工程上最常用也最有参考价值的一种仿真形式。

2. 参数计算与模型搭建准备

2.1 从指标反推主电路参数

主电路参数的计算是整个仿真的地基，这一步如果错了，后面所有波形和结论都没有意义。先说变压器匝比。

移相全桥的输出电压关系可以近似写成：Vout ≈ (Vin × Deff) / n，其中 Deff 是有效占空比，n 是变压器原边对副边的匝比。输入 400V，输出 60V，如果直接按理想占空比 0.45 来估算，匝比 n ≈ 400 × 0.45 / 60 = 3。也就是说变压器原副边匝比取 3:1 比较合适。

实际设计要留余量。考虑副边整流二极管的管压降，同步整流就考虑 MOSFET 的导通压降，再加上占空比丢失的影响，有效占空比通常达不到理论值。我会把匝比取为 3.2:1，这样在额定负载下有效占空比大概在 0.48 左右，还有一点调节余量。仿真初期可以先按 3:1 搭，跑完额定点再微调。

谐振电感 Lr 的选取是个关键点。它决定了原边电流在换向时的斜率，也直接影响 ZVS 的实现条件。Lr 太小，换向太快，原边电流可能反向不足，滞后臂 ZVS 失效；Lr 太大，占空比丢失严重，输出电压会偏低。工程经验上，400V 输入、3kW、100kHz 左右的移相全桥，Lr 一般取 6~15μH，我这次用了 8μH 作为初值。这个值没有绝对标准，需要结合死区和 MOS 管结电容做迭代仿真。

输出滤波电感 Lf 按电流纹波来定。3kW 对应输出电流 50A，一般设计纹波取 10% 也就是 5A。用公式 Lf = Vout × (1 - Deff) / (fsw × ΔI) 计算，Deff 取 0.45，fsw 取 100kHz，那就是 60 × 0.55 / (100000 × 5) = 66μH，实际取 68μH 标准值。输出电容 Cf 主要考虑电压纹波和负载阶跃时的电压跌落，470μF 是比较稳妥的起点，如果仿真中阶跃电压跌落超标，再往上加。

还有死区时间这个概念。移相全桥同一桥臂上下管之间必须有死区，否则瞬间直通短路会炸管。仿真里死区一般设置在 200~600ns，100kHz 开关频率下我用了 300ns。死区时间不能太大，太大会影响有效占空比，也不能太小，太小了可能关不断上管就打开下管。

2.2 离散步长与采样时间怎么选

离散步长的选择，是离散化仿真里最容易出问题的地方，没有之一。

先说控制器的采样周期。如果开关频率是 100kHz，常见的控制采样策略是每个开关周期采样一次，也就是 Ts = 10μs。有些方案会做倍频采样，比如一个周期内采两次或四次，但那是为了改善动态响应，也可以说是在调节相位滞后。我建议先按 Ts = 10μs 搭，把控制器和环路性能跑稳定，再尝试提高采样率，对比波形差异，这样才能理解“数字控制延迟”到底带来了什么影响。

再说 Simulink 仿真步长。主电路里面有高频开关动作，开关频率 100kHz，开通关断瞬态的上升沿非常陡。为了分辨这些瞬态，固定步长至少要取到开关周期的百分之一到五百分之一，也就是 0.1~1μs。我用的是 0.5μs，也就是 100kHz 开关周期内分了 20 个点。这个分辨率对观察移相角变化、占空比丢失现象是够用的。

这里要给一个忠告：不要贪图快，把仿真步长放到 5μs 甚至 10μs，那样和开关周期一个尺度，离散化误差会大到离谱，甚至出现“看起来工作正常，实际上仿真根本是在跑假波形”的情况。判断步长合不合理有一个笨办法：把步长减半再跑一次，如果输出波形和原来几乎重叠，说明步长已经收敛；如果波形幅度、频率甚至稳态值都变了，说明步长太大。

2.3 平均模型和离散模型的取舍

搭建模型之前，必须想清楚一个事情：我要用平均模型还是开关模型。

平均模型适合做控制设计。把移相全桥等效成一个受控电压源，传递函数推导简单，可以直接画 Bode 图整定 PI 参数。但是平均模型看不到 ZVS 是否实现、输出纹波有多大、占空比丢失有多严重，而且平均模型里没有死区、没有变压器漏感、没有整流管的非理想特性，所以它对“负载阶跃响应”的预测能力是有限的。

开关模型则把每一个开关管、每一个二极管、每一段换向过程都放进去。负载从 3kW 切到 3.6kW 时，输出电容的放电速率、环路每个周期的离散控制动作、移相角的逐步调整，都能看得清清楚楚。代价是仿真时间很长，而且对参数很敏感。我这次用的是开关模型，原因很简单——我要验证的不是“理论响应”，而是“数字控制器实际能看到的响应”。

3. 闭环控制设计与离散化实现

3.1 控制结构选择：电压外环还是电压电流双环

移相全桥闭环控制的两条路线：单电压环和电压电流双环。

单电压环结构最简单，只采样输出电压，经过 PI 调节器直接输出移相角控制量。这种结构在 Buck 电路里能用，但在移相全桥这种二阶 LC 输出滤波器面前，单环很容易出现动态响应偏慢的问题。原因很简单，控制对象是 Lf 和 Cf 构成的双极点，负载阶跃时输出电压的变化要经过 LC 振荡的延时才能反馈到控制器，校正动作自然滞后。

电压电流双环更实用。电流内环把输出电感的电流作为被控制量，响应速度快，能提前感知负载变化；电压外环负责稳定输出电压，给内环提供电流指令。负载从 3kW 切到 3.6kW 的瞬间，负载电流增加，电流内环立刻感知到电流误差，不需要等输出电压跌落太多就开始校正，动态响应明显优于单电压环。

我的做法是：电流内环用比例或比例积分控制，带宽取开关频率的十分之一附近，也就是 10kHz 左右；电压外环落在电流内环的带宽之外，大概取 1~2kHz。关键是外环带宽至少要低于内环三分之一到五分之一，否则外环会给内环一个反复变化的指令，整个环路就很容易振荡。

3.2 PI 参数的连续域整定与离散化公式

刚开始搭模型时，我习惯先在连续域里把 PI 参数整定好，然后做离散化。为什么这么干？因为连续域里的对象模型、相位裕度、穿越频率都容易理解，离散域里的稳定性分析对不少人来说并不直观。

在 Simulink 里可以用控制系统工具箱建立被控对象模型，画出开环 Bode 图，调 Kp 和 Ki 让穿越频率落在目标位置，同时保证相位裕度在 45 度以上。这里有个容易踩的坑：连续域设计时相位裕度留了 50 度，离散化之后实际相位裕度会缩水，因为数字控制器的零阶保持器本身就是一种滞后环节，它贡献的相位滞后大概是 0.5 倍采样周期的延迟，10μs 采样周期对应 5μs 等效延迟。这个滞后在穿越频率处大概会砍掉十几度的相位裕度。

离散化变换最常用的方法是双线性变换，也叫 Tustin 变换，变换关系是 s = 2 × (z - 1) / (Ts × (z + 1))。在 Simulink 里，直接调用离散 PID 控制器模块，把采样时间设为 10μs，算法选“Forward Euler”或者“Trapezoidal”，再把连续域设计的 Kp、Ki 填进去就行。但要注意，不同离散化方法得到的等效控制效果不完全一样，我推荐用 Trapezoidal，它对模拟控制器的逼近误差更小。

实用一点的离散 PI 递推公式可以写成这样：u(k) = u(k-1) + Kp × (e(k) - e(k-1)) + Ki × Ts × e(k)。如果你想用带梯形积分的版本，最后一项改成 Ki × Ts × (e(k) + e(k-1)) / 2 也可以。我提醒一下，很多人喜欢照抄某个参考代码里的 PI 参数，这样做在特定采样率下可能工作，换了 Ts 之后稳定性完全不同，因为增益里隐含了采样周期的影响。

3.3 负载阶跃信号的构建方法

Simulink 里做负载阶跃，有几种常用方法，我逐一说明它们的行为差异。

第一种是直接用一个 Step 模块去控制可变电阻，阻值从 1.2Ω 跳到 1Ω。这个方法的缺点是，输出端电阻变化是即时的，仿真器在开关模型下容易因为电阻突变产生数值冲击，特别是固定步长不够小时，容易出现电流尖峰。但从物理真实性的角度看，可变电阻最接近真实负载箱的行为。

第二种是用可控电流源，输出端并联一个压控电流源，阶跃信号控制电流源从 50A 跳到 60A。这种方法的好处是电流源的电流变化受仿真器控制，不会像电阻那样产生尖锐的数值跳变。缺点是可控电流源如果和负载电阻并联，需要注意初始电流匹配，否则阶跃瞬间系统还会有一个额外的充放电过程。

第三种是用信号发生器模块做分段线性或者阶跃包络，再接一个计算模块，把负载功率换算成负载电阻或者负载电流。工程仿真往往需要做多个工况点切换，用这种参数化方式最灵活。我的实际做法是：用 Step 模块控制一个增益为 1 的开关量，乘以负载功率基准值 3kW，加上一个基数，然后除以输出电压的平方，得到实时电阻值。这样只要改一个参数，就能从 3kW 切到 3.6kW，不污染主电路逻辑。

4. 实操过程与关键步骤

4.1 Simulink 模型布局与关键模块配置

搭建开关级移相全桥模型，主电路布局大体是：直流电压源 400V → 原边全桥（四个 MOSFET 加反并二极管）→ 谐振电感 Lr → 高频变压器 → 副边整流桥 → 输出滤波电感 Lf → 输出滤波电容 Cf → 负载。

我把关键模块的配置列一下，供直接参考：

• 直流源：400V，内阻 0.01Ω，避免仿真中电压源直接串电感出现代数环。
• MOSFET：用电力电子库里的实际 MOSFET 模型，开通电阻、关断电阻按 100A 级功率管设置，结电容参数会影响 ZVS 波形，不能随便给个默认值。
• 变压器：励磁电感在实际器件中不是无限大，我设置励磁电感为 2mH，漏感对谐振的影响直接折算到外置谐振电感里，匝比 3:1。
• 副边整流：60V/50A 级别通常用同步整流，但仿真初期先用二极管整流更省事，二极管导通压降取 0.8V，反相恢复时间设置得非常短，避免高频振荡。
• 输出滤波：Lf = 68μH，Cf = 470μF，ESR 分别设为 20mΩ 和 100mΩ。这个 ESR 不能设成 0，不然波形会出现理想化振荡，和实际贴片电容、铁硅铝电感的表现完全脱节。

移相控制信号生成是另一个重点。四个开关管不能手动拼 PWM，那样不仅工作量大，还容易搞出直通短路。我用的是移相 PWM 生成模块，输入一个移相角信号，模块自动把移相角映射到超前臂和滞后臂的驱动信号上，同时内置死区时间。如果你用的是基础版 Simulink 没有现成模块，也有替代方案：用两个锯齿波载波模块，一个基准信号，一个偏移信号，分别和调制波比较得到四路 PWM，再在驱动信号里加入死区延迟。这个死区延迟可以用 On/Off Delay 模块实现，时间设置为 300ns。

4.2 求解器配置与仿真时长设置

仿真参数设置的细节，我单独拿出来说，因为这里直接影响数值稳定性。

解算器选择“离散”、“固定步长”模式。有人会奇怪，既然主电路是电力电子器件模型，为什么不用变步长的 ode23tb？我试过，变步长求解器确实能在开关瞬态处加密步长，获得高精度波形，但问题也很明显——数字控制器模型是按固定 Ts 运行的状态机，变步长求解器和固定采样率控制器之间的交互在 Simulink 里非常容易产生“控制时序错乱”，表现为控制器输出在错误的时刻更新。为了准确模拟数字控制器的实际行为，必须用离散求解器强制固定步长。

步长设为 0.5μs，仿真时长我分三段观察：0 到 0.1s 让模型冷启动并达到稳态，0.1s 时刻触发负载阶跃，0.1s 到 0.2s 观察动态响应和恢复过程。固定步长在 Simulink 里详细配置时，需要把“求解器类型”改成“定步长”，“求解器”选“离散”，然后把采样步长填成 0.5e-6。如果模型里有纯连续积分模块，Simulink 会报警，这恰恰说明那个模块需要改造成离散模型。

还有一个容易被忽略的地方，是输出波形保存步长。如果示波器/记录模块设置为自动步长，即使主仿真步长是 0.5μs，记录的波形也可能被降采样，导致动态阶段的细节丢失。我通常把记录步长也设为和仿真步长一致，或者直接在 To Workspace 模块里设定采样率为 1MHz 以上，确保 0.1s 切换瞬间的电压跌落波形完整保留。

4.3 关键波形判读与结果分析

仿真跑完之后，不急着看整体曲线，先看几个核心指标。

第一个是稳态输出电压和纹波。满载 3kW 时，输出电压应该在 60V 上下波动，纹波峰峰值和理论估算在同一个量级。我用 470μF 电容、100kHz 开关频率估算，纹波一般就是几百毫伏到一千多毫伏，如果纹波异常大，优先怀疑输出电容 ESR 设置过高或者 Lf 太小。

第二个是负载阶跃瞬间的响应。在 0.1s 时刻，因为负载电流从 50A 突增到 60A，输出电容要先放电补足电流缺口，所以输出电压会出现一个跌落。这个跌落的深度取决于输出电容大小、电流内环响应速度和控制器的离散延迟。按我前面的参数，合理的结果是跌落深度在 1V 到 2V 之间，恢复时间在几百微秒到几毫秒之间，超调量控制在 5% 以内。

第三个要关注的是占空比丢失现象。把原边电压波形和副边整流后的波形放在同一张图里观察，副边电压高电平的宽度会明显小于原边方波的宽度，这就是占空比丢失。如果发现占空比丢失过大，比如有效占空比只有理论值的 70%，就要考虑减小谐振电感 Lr 或者增大死区时间。这个现象在波形上是特别直观的。

仿真结果不是用来交差了事的，每一处偏差都能反推设计问题。比如负载阶跃恢复时间过长，说明外环带宽太低；超调过大，可能是电流内环比例系数太高导致过冲；如果出现等幅振荡，那多半是离散化相位裕度不足，要减小 Kp 或者降低电压外环带宽。

5. 常见问题与排查技巧实录

5.1 模型初始化报错和代数环警告

离散化仿真模型，尤其是带数字控制器的开关模型，最烦人的就是启动时报代数环警告，甚至直接无法初始化。

代数环经常出现在采样模块两侧，比如输出电压采样值同时用于反馈和负载参数计算，信号路径中出现瞬时耦合。解决办法有几种：给采样模块加一个单位延迟单元，把信号滞后一个仿真步长；或者在反馈通道插入零阶保持器，明确告诉求解器这个信号要以采样时刻为准，采样间隔内保持不变。这个操作看起来不起眼，但对消除代数环非常有效。

还有一个常见的初始化问题是开关管驱动信号在 t=0 时刻就存在，但输出电压还没有建立起来，误差很大，PI 积分器瞬间饱和。这种情况我一般把积分器初始值设为 0，并把控制器的输出限制在一个合理的移相角范围内。比如移相角对应占空比不会超过 0.5，那就把控制器输出限制在 0 到 0.5 之间，防止启动阶段输出一个离谱的移相角。

5.2 负载切换后输出跌落过大或者振荡

这是做负载阶跃仿真时被问得最多的问题：为什么我的输出电压一加载就跌了 5V，而且过了很久都恢复不回来？

首先要排除一个基础原因：输出电容太小。3kW 负载阶跃 20%，电流突变 10A，即使控制器什么都不做，输出电容自身要维持输出电压，它必须提供瞬时电流。如果 Cf 只有 100μF，跌落自然会很大。先把 Cf 加大，比如到 1000μF，看跌落幅度是否大幅减小，如果明显改善，说明问题在硬件参数而不是控制参数。

排除了电容因素之后，再回头看环路。电流内环如果带宽不够，负载电流的变化就没有被及时看到，输出电压只能靠外环慢悠悠拉回来。这时可以增大电流内环的 Kp，但要注意不能过分，过大的 Kp 会让电流环产生振荡，甚至在整个环路里引入高频噪声。

还有一种情况是恢复过程中电压不是平滑上升，而是先过冲、再回落、再爬升，来回两三次。这个现象对应的是相位裕度不足，系统处于欠阻尼状态。解决办法有两个方向：降低电压外环带宽，或者给电压误差信号加一点低通滤波，把高频噪声和振荡分量滤掉。我个人的经验是，调整电压外环带宽比盲目改 Kp 更容易获得稳定的响应曲线。

5.3 离散化引入的采样延迟和混叠问题

数字控制器在电源里有一个先天劣势——它看不到两个采样瞬间之间发生的任何变化。负载阶跃如果恰好发生在两次采样之间，控制器要到下一个采样时刻才感知到输出电压的变化，这个延迟最大可以达到一个采样周期。

在 100kHz 采样率下，一个采样周期是 10μs，看起来不长，但在开关周期尺度下，这等于整整一拍。这一拍延迟会让系统的相位裕度明显缩水。实测下来，离散控制系统比连续系统大概会少 10 到 20 度的相位裕度，如果连续域设计时只留了 30 度，离散化之后很可能只剩 10 度左右，系统自然就振荡了。

解决思路有两个。第一个是提高采样频率，从每个开关周期采一次改成每个周期采两次，采样周期从 10μs 降到 5μs，延迟效果减半。第二个是在控制算法中估算并补偿这个延迟，也就是在环路模型里显式加入 e^(-sTs) 的延迟项，然后在控制器里加对应的高频超前环节。第二个办法实现难度高一些，但能让离散化仿真更接近真实数字控制器行为。

5.4 仿真时间过长和数值毛刺

开关级模型加离散控制器，仿真速度慢是正常的，但如果慢到 0.1s 仿真要跑几十分钟，就要想办法优化了。

优化点一：固定步长。把主电路器件的时间常数收敛到足够稳定后，可以尝试把步长从 0.5μs 提高到 0.8μs 或者 1μs，只要波形仍然收敛。但是要记住，步长一旦接近开关周期的十分之一，就要重新验证波形，不能凭感觉。

优化点二：把不需要高频观测的模块降采样。比如控制器的状态观测、数据记录模块，可以用更粗的采样率。主电路仍然在 0.5μs 步长下运行，但记录输出波形的模块可以每 10μs 采集一个点，这能节省大量内存和磁盘写入时间。

数值毛刺这个问题，多出现在开关动作的瞬间，特别是变压器副边整流二极管从导通切换到关断的时候。如果毛刺看起来像是高频振铃，但幅度异常大，多半是仿真步长不够，或者二极管反向恢复参数设置得不合理。把二极管的反向恢复时间调大一点，先看看毛刺是否消失，这是一个快速的判断手段。

6. 实操中沉淀的经验总结

把这次仿真完整跑完之后，我最大的感受是：移相全桥离散化仿真的难点，不在“能不能跑出来”，而在“跑出来的结果能不能反映真实数字控制器的行为”。

主电路参数这块，谐振电感和死区时间的组合是花时间最多的。Lr 取 8μH 只是起点，真正合理值是通过观察占空比丢失和滞后臂 ZVS 波形逐步迭代出来的。我建议仿真时把原边电流、滞后臂开关管两端电压和驱动波形放在同一个图里看，确认在 3kW 满载附近，滞后臂开通前结电容确实放电完毕。如果 3kW 满负载都做不到 ZVS，到了 3.6kW 负载可能更困难，那就需要调整 Lr 或者死区。

控制参数这块，有一个反复出现的经验：连续域里整定的 PI 直接搬到离散系统，几乎所有情况下都要重新微调。我在连续域里把相位裕度调到 55 度，离散化后实际仿真观测到 0.1s 负载阶跃时电压恢复过程中有一个明显的次振荡，把外环带宽向下压了将近一半，波形才变得干净。这说明离散化的相位损耗比很多人想象的大得多，预留相位裕度时千万不能只按连续域的标准来。

最后分享一个小技巧，也是我后面做别的电源项目一直都在用的：在 Simulink 模型里加一个“故障注入”开关，可以在仿真运行中途手动短接或断开负载，快速测试不同功率点下的动态响应。相比反复改电阻值，这种交互式操作能节省大量重复仿真时间，尤其适合做 3kW 到 3.6kW 这类连续负载变动场景的分析。