企业官网建设流程全解析

//学习自B站up：上官麇薼。仅用于自己学习记录笔记

1、什么是PFC

如图1，红色方框，电源在做测试时，功率计上会有一栏专门显示PF，PFC就是“功率因数”的意思，主要用来表征电子产品对电能的利用效率。功率因数越高，说明对电能的利用效率越高。

在实际中，充电器适配器功率大于75W，LED电源大于3.5W，在电源初级部分就需要加PFC电路，来提高功率因数，提高电源对电网的利用率

2、为什么要加pfc？

电源电压波形电流波形不同步。最简单的原因:电感电流不能突变，电容电压不能突变。

PFC 电路主要目的是抑制输入电流谐波，满足国标 EMC 谐波要求，不是单纯提升电能利用率。

3、PFC工作原理

PFC有两种，一种是无源PFC(也称被动式PFC)，一种是有源PFC(也称主动式PFC)

如图6、无源PFC一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，但无源PFC的功率因数不是很高，只能达到0.8。

图6中，L电感电流不能突变，电压相位超前电流相位90度，C电容电压不能突变，电流相位超前电压相位90度，所以达到平衡。

如图7、有源PPC由电感电容及电子元器件组成，体积小，可以达到很高的功率因数，但成本要高出无源PFC一些，有源PFC电路中往往采用高集成度的IC。

有源PFC本身就相当于一个开关电源，实际是一个升压电路，通过控制芯片驱动开关管对输入电流进行“调制”，令其与电压尽量同步，其功率因素校正值可以达到98%以上，因此通常采用有源PFC电路的电源其能源转换效率都在75%以上，超过一般无源PFC电路的。

临界电流控制模式是目前较为流行的功率因数校正解决方案，适用于中小功率的交流直流转换开关电源。如图8，其控制思路是在升压电感电流下降到零时开通MOS管，在电感电流上升到输入电流平均值的两倍时间关闭MOS管。电感电流波形为准三角波，通过一个低通滤波器，该三角波形能够被平滑成一个与输入电压几乎同相位的正弦波形，实现输入电压与输入电流的同步。因此，系统的输入表现出阻性负载特征，有着极低的谐波失真接近于1的功率因数。

为什么通过有源PFC这样操作，原本的只出现在最高电压前一段时间才出现的脉冲电流，会被电感平均分岛整个周期

先回忆没有PFC的普通整流滤波电路：220V交流电整流之后，直接接大容量电解电容。只有当交流瞬时电压高于电容电压的时候，二极管才导通，电流只在正弦波峰值附近一小段时间流进来，形成很窄的尖峰脉冲，其余时间几乎没有输入电流。这就是尖峰电流的来源。

而临界导通CRM Boost PFC做了两件核心事情：

1. 电感充当储能缓冲元件。MOS管导通时，电感储存电能；MOS关断时，电感把能量释放给输出大电容。只要我们按照输入正弦电压的波形实时调节每个开关周期的电流峰值，就能让每个高频开关三角波电流的平均值，跟着工频正弦电压同步变化。
2. CRM控制规则：电感电流降到0立刻开MOS；电感电流上升到当前时刻输入电流平均值2倍就关MOS。每一个高频开关周期里，电感电流三角波的平均值，刚好等于这一瞬间正弦电压对应的目标电流。 每个高频三角波，平均下来拼接在一起，就形成了一整条跟随输入电压正弦形状的平均电流。

通俗大白话： 原来没有PFC：只有电压到波峰那一小段，才有电流给电容充电 → 窄尖峰。 有CRM有源PFC：在正弦波的全部时刻，PFC电路利用电感不断储能、释能。哪怕交流瞬时电压很低，电感也可以从电网抽取一点点电能存起来，再送到输出电容。这样电网在正弦波从头到尾的整个周期内，持续有电流流入，不再只集中在波峰。

最终效果：输入电流波形和输入电压波形同相位、接近正弦，等效变成电阻性负载，功率因数接近1，谐波很小。

总的来说：有源PFC电路依靠电感储能，在交流瞬时电压低于输出电容高压时，依然能够从电网吸收电流，把电流均匀摊满整个工频周期。

补充面试加分点： CRM就是临界导通模式，电感电流每个周期都会降到0，没有续流残留。中小功率电视、适配器PFC大量使用这个方案。

那他是怎么知道上升到了平均电流的两倍的，这个平均电流不是电感在一个周期内的纹波电流的平均电流吗，这一个周期都没走完，他是怎么提前知道要大于平均电流的两倍的？

答：这个是CRM（临界导通）PFC的核心考点，先说结论：它不是“实时测量当前周期的平均电流再去对比”，而是用【输入正弦电压采样】预先算出本工频时刻的目标平均电流，再把目标值×2作为本高频开关周期的电流峰值阈值。

1. 先理清CRM这个特性：三角波电感电流，从0上升到Ipk，再下降回0。三角波的平均值 = Ipk / 2。 公式推导：三角波从0到峰值再回0，一个周期波形面积=Ipk*T/2，平均值=面积/T = Ipk/2。 所以：Ipk = 2 × Iavg。 这是数学关系，不是电路测出来的，是这个三角波形天生自带的。 也就是说：想要本开关周期平均电流等于Iavg，只需要把电感电流峰值控制到2×Iavg就行。
2. 电路怎么拿到Iavg（目标平均电流） 芯片会采样两个信号：整流后的工频输入电压，输出电压。内部乘法器算出当前工频瞬间对应的目标平均电流Iavg（这个Iavg是正弦形状，跟着输入电压走）。 这个目标值是提前算好的，是这个工频点我们想要的平均电流，不是测本开关周期得到的。
3. 硬件动作逻辑 ① 电感电流降到0 → 零电流检测ZCD触发，打开MOS管，电感电流开始线性上升； ② 采样电阻实时采集电感瞬时电流，不断和阈值2*Iavg做比较； ③ 一旦检测到瞬时电流到达2*Iavg，立刻关闭MOS。 MOS一关，电感电流开始下降，直到再次到0，开启下一轮。
4. 回答你的疑问： 它不需要等这个高频周期走完，去测本周期的平均电流。 原理是：只要波形是从0开始上升、最后回落至0的三角波，平均电流天然等于峰值的一半。我们预先设定好想要的平均电流Iavg，那么峰值阈值直接取2倍Iavg。 硬件只需要实时抓瞬时电感电流，到达阈值就关管，不用事后算平均值。

一句话总结： 不是测量本周期平均电流，而是利用CRM三角波数学关系：Iavg=Ipk/2。芯片预先算出当前时刻目标平均电流，把两倍值设为电流上限，采样电阻实时监测瞬时电流，碰到上限就关MOS。

4、我们以一个实例输出24V3A来讲解，有源PFCICOB6563电路。

4、1 IC1脚

IC1脚INV如图11，IC内部误差放大器的反相输入端。通过外部的分压电路，IC1脚外接上偏分压电阻(R8+R9+R10)和下偏分压电阻(R11),连接到输出主线上，升压后的直流电压Vo经过电阻分压和内部的参考电压2.5V比较，以此用来调节内部控制器，使输出电压得以稳定。PFC升压，一般是按空载升到400V左右，调节的是空载时的输出电压。

可以知道升的压和输入的电压没关系，根据上图参数计算，230V输入和90V输入，输出最终都是398V

当R11改为15K，那么输出电压就变为347V左右，因此1脚控制最终升的压的多少(空载)

4、2 IC2脚COMP

如图17，IC内部误差放大器的输出脚。此管脚和IC1脚INV之间连接一个反馈补偿网络。

如图19-26，通过调节IC2脚的补偿网络，可以调节，PFC负载输出电压VO。(带载为3A负载)

一般补偿网络采取图18的形式。

改变补偿网络，对空载时的电压影响不大，但是带载时的电压变化大

如图27-30调节IC2脚的补偿网络，同时也会改变带载功耗，即增大输入测的功耗。原因是改变补偿网络，导致高低压带载的时候，升压电压升高，230V输入时由360升到394V，90V时由277升到394V，主MOS管Q4在开通关断产生的损耗会加大。

4、3 IC3脚MULT

如图32,IC内部乘法器输入脚,提供IC内部正弦参考电压的电流环。

如图33,它从整流后的输出端A进行电压取样,上偏分压电阻(R1+R2),下偏分压电阻(R18)。增加一个C5/104电容,用来抑制开关噪声。

IC3脚的输入电压范围是0.15-3.5V。IC3脚电压不能低于0.15V。否则,将会导致低压的时候,升压升不上去。
OB6563的乘法器在IC3脚MULT引脚电压低于3.5V时有良好的线性度,以保证系统良好的低谐波失真特性。
如图32,差分放大器的输出信号同时传送给乘法器模块,和整流后通过电阻分压的电压信号,也就是IC3脚电压,相乘,他们相乘的结果是产生一个正弦波校正信号,信号的峰值幅度由输入峰值电压和差分放大器的输出信号共同决定。

如图34-49，通过调节IC3脚的上下偏分压电阻，可以调节，负载PFC输出电压Vo。PFC升压，一般空载高低压都是升到40OV左右，负载高压升到350V左右，低压升到270V左右

上图R18为2K的时候，发现带载时候电压只有150V，升压升不上去了。

4、4IC4脚CS电流检测脚，电流比较器反相输入端

图50，通过一个电流检测电阻Rs获取一个电压信号，通过和乘法器的输出信号进行比较，来决定外部MOSFET的关断时间。Pwm锁存功能避免噪音对MOSFET管误开关。检测电阻上的电压超过此值(1.7V)限流功能将发生。

0B6563的CS引脚的钳位电压是1.7V，在输入电压最低90V，输出功率最大时检测电流电阻R3/R29两端的电压不应该超过该值。因为输入电压最低，输出功率最大时，PFC电感电流最大，也就是检测电阻上通过的电流最大。

如图54公式，决定了取样电阻的最大值。该电源中采用了0.33R的电阻

这段OB6563 CS引脚和采样电阻的内容怎么理解？

我们拆开来讲，先理清几个基础概念：

1. CS引脚是什么CS是电流采样引脚，MOS管源极串了采样电阻R3。MOS导通的时候，电感电流流过R3，电阻上产生电压，送到CS脚，芯片靠这个电压实时监测电感电流大小，电流到阈值就关MOS。 OB6563的CS引脚内部有钳位保护电压：1.7V。 含义：R3上产生的电压绝对不能超过1.7V。一旦达到1.7V，芯片就会强制关断MOS，这是硬件最大电流保护，防止电感电流过大炸管。
2. 为什么选90V输入、满载这个工况来算？CRM PFC，同样输出功率下，交流输入电压越低，输入电流就越大。 90V AC是最低输入电压，满载输出的时候，电网输入电流达到全工况最大值，电感电流峰值也最大。 这个工况下采样电阻R3上面的电压，是所有工况里最高的。只要这个点不超过1.7V钳位电压，那么其他更高输入电压（220V）工况就一定安全。
3. 公式：图54，就是90V满载时电感电流峰值，算出采样电阻最大允许阻值是0.65Ω。

• 如果R选太大：同样电流下，电阻电压U=I*R就会变大，很容易超过1.7V，芯片误触发保护，带不动满载。
• 如果R选太小：电阻上电压信号太弱，电流采样信噪比差，容易被噪声干扰，电流控制不准。 这个项目选了0.33Ω，小于上限0.65Ω，留有安全余量。

1. 表格里的现象：0.22R~0.62R这么多不同阻值电阻，过流点全部都是4.2A不变这里是面试很容易踩坑的点： OB6563的CS硬件钳位阈值固定1.7V。 理论上过流电流 I=1.7V/R。按这个公式，电阻越小，过流电流应该越大。 但是这个芯片内部有最大峰值电流限制电路，把电感峰值电流锁死在了4.2A。 所以只要R≥1.7V/4.2A≈0.405Ω，才会由1.7V钳位决定过流点；电阻小于0.405Ω的时候，内部峰值电流限制先起作用，不管R怎么继续减小，最大电流都被限制死在4.2A，所以表格里所有电阻的过流点不变。
2. 示波器波形 CH1测的就是R3采样电阻两端电压波形，也就是CS脚电压，三角波，峰值控制在1.5V左右，低于1.7V钳位电压，预留了安全余量，不会触发硬件保护。

一句话总结： CS脚1.7V是芯片电流采样的硬件上限。我们要在输入最低90V满载（电流最大）这个最坏工况，计算采样电阻最大阻值，保证采样电压不超过1.7V；这个项目选0.33Ω，留有裕量。

整机的过流采样电阻是0.27R，不是这个OB6563的采样电阻决定的，小阻值采样电阻更换时，整机过流点不会变化。

4、5 IC5脚ZCD零电流检测输入脚。

MOS管关断后，PFC升压电感释放储存在它意上的能量直到电流为零，此时PFC升压电感完全释放储存在它身上的能量，漏极电压迅速的下降到低于当时的输入线电压，ZCD通过PFC升压电感上一个辅助绕组检测到信号并且驱动MOS管导通，一个新的周期又开始。

这个图五六的时候，MOS管这个Q1导通时，这个时候这PFC电感L1这个电感电流它会往上升的。

当这个图五七MOS管Q1关断的时候，这个时候PFC电感L1它的电感电流是会往下降的。

这个电流往下降，它就会释放储存在它身上的这个能量。它的电流一直往下降，然后这一点，也就是这个漏极的电压往下降的时候，它和这个Q1的这个漏极是连在一起的。

这个电压点它也会跟着下降。

它就会低于左边的这个输入的线电压。

这个时候这个五角CC脚，它就会通过这个PFC升压电感上面的一个辅助绕组，也就是L1的下面的这个绕组，这个辅助绕组就会检测到这个信号。

并且驱动这个MOS管导通，一个新的周期又重新开始。

其实也就是说检测到这个L1，这个PFC电感的电流下降到0的时候，通过这个辅助绕组检测到这个PFC电感电流下降到0的时候。

再来开通这个MOS管，开通之后，然后又让这个PFC升压电感储能。

0B6563的ZCD引脚输入或输出的电流规格最大为3mA，零电流检测电阻需限制流过ZCD引脚的电流不能超过这个值。如图58公式，来确定过零检测电阻。该电源电阻取值56K。一般取值在39-100K范围内。

电感这样循环往复储能和释放能量。这个IC五角它外面会连接一个这个ZCD电流，即检查电流，通过这个检测电阻R2，这个R2，怎么来进行取值呢？我们可以看一下下面。

OB6563它的ZCD引脚输入或输出的电流规格最大为3毫安。

零电流检测电阻需限制流过ZCD引脚的电流不能够超过这个3毫安，我们可以根据图五八这个公式来确定过零检测电阻的大小。

我们这里这个电源，这个电阻取值是56K，一般的取值范围是在39~100K的范围内。

我们看这个图五八这个参考公式。

这个电阻要大于输出电压，这个输出电压也就是升压后的电压乘以PFC辅助绕组的圈数，再除以PFC绕组，PFC电感的圈数。再乘以这个3毫安的电流，把这些数据带进去。

这个400就是升压后的电压是400伏，7圈就是PFC辅助绕组的圈数，60圈就是PFC电感的圈数。

这个7圈就是这个PFC辅助绕组这个B的圈数，6圈就是这个PFC电感这个A的圈数。

大家看这个公式，其实大家稍微看一下也可以看出来，它实际上就是这个电压比等于匝比，通过电压比等于匝比，因为它们两个的匝数是知道的。

这个T2，一个是60圈，一个是7圈，这个它上面的电压是400伏，那么就可以算出这个PFC辅助绕组B上面的电压。

然后再除以这个ZCD引脚最大所能允许通过的电流3毫安，那么就可以算出。

零电流检测电阻的大小，这里算出至少要大于15.6K，当然我们这里取大一点，是56K。

当然在实际当中大家一般都不会去算，一般都是取50K 左右

4、6IC6脚GND 地脚。

4、7IC7脚GD驱动脚，驱动MOS管门极

如图60-63OE6563使用的是临界模式技术，是一款变频控制的IC，它有最低工作频率，也有最高工作频率

工作频率会在最低和最高工作频率之间变化。

如图64公式（只作为参考，实际计算有误差），MOS管开关频率:开关频率是由输入交流电压、输出电压、输入功率和电感值等参数决定

它有最低工作频率，至少要大于20KHZ，低于会听到开关噪声。最低工作频率发生在输入电压每个正弦半波周期的波峰。

它有最高工作频率，发生在输入电压每个正弦波的过零点。

4、8 IC8脚VCC IC供电脚。

该款IC的供电电压范围是11-28V.
如图66，IC启动后，是通过整流后的电压由R3/180K、R4/180K两个电阻给C14/22UF 50V电容充电,启动IC。MOS管Q1导通时,由C14供电。
如图67，MOS管Q1关断时,IC由PFC电感的辅助绕组供电,并同时给C14电容充电。

5、输入滤波电容CBB电容选择

输入滤波电容由输入功率因数、谐波电流、电磁兼容和可容忍的电压纹波等规格决定，工程设计要兼顾各个参数，因为很难准确计算。

实际取值通常在0.47-1uF之间，增大电容，会导致输入电压和电流之间的相移增大，也会导致谐波电流增加，但可降低开关电流对输入电网的干扰，从而抑制了输入电压纹波和降低了低频传导干扰。

我们这里用的是CBB 684/400V，在实测中可以满足要求。电网进入的及整流过程中产生的比工频高许多的高次谐波，CBB电容也是滤波的，只是滤高次谐波。电解电容的感性大，对高次谐波的滤波效果不好。所以一般都是用CBB电容

6、PFC电感设计

在90-264V输入范围内，最低的开关频率发生在输入电压264V时，根据如图69公式，计算PFC电感感量

选择的磁芯PQ2620（80W到150W的PFC之间一般都可以用PQ2620）截面积为119平方毫米，假设磁通密度为0.25特斯拉，根据如图70公式，则主绕组的匝数计算如下。

实际取值60TS，采用0.1mm*2OP的多股丝包线绕制，电感感量调整为700uH

用多股丝包线是因为升压电感，尤其是低压的时候，电流比较大，考虑到趋肤效应，可以降低损耗

PFC辅助绕组圖数

因为零电流检测比较器的复位触发电平为1.9V，因此当MOS管关断，升压电感续流时，PFC辅助绕组的电压必须要大于这个电压。在输入264V时，电感器的最高匝比为:如下图71公式

在实际中，由于输出电压和零电流检测门限的误差以及输入电压和输出纹波电压之间的相位差，这一匝比并不能完全满足要求，一般实际中，匝比取8-10，此电源，PFC电感取60匝，PFC辅助绕组取7匝。

左图为辅助电感两端的电压波形，右图为PFC主电感的电压波形

7、MOS管和二极管选择

在升压变换器中，MOS管和二极管的电压应力等于输出电压。对于输出电压为40OV的功率因数校正系统。考虑可靠性和成本，通常选择额定电压500V的M0S管和额定电压600V的二极管

在输入电压最低90V时MOS管承受最大的有效电流，MOS管的有效电流如下图75公式。在该电源中，选择的是SVF7N50(7A/500V)的MOS管

流经整流二极管的平均电流等于输出负载电流。在一个开关周期内流过整流二极管的平均电流可以由如图76公式进行计算。在该电源中，选择的是MUR260(2A/600V)