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1. 恒流源到底在解决什么问题

搞硬件的人迟早会碰到一个场景：负载的电阻会变，但流过它的电流必须纹丝不动。比如驱动一颗大功率LED，正向压降随温度飘，你用恒压源供电，电流可能从20mA飙到60mA，灯珠几秒钟就发烫发黑。再比如给传感器做激励、给电化学电极做偏置、给激光二极管供电，这些场合对电流精度的要求远高于对电压的要求。恒流源就是干这个的——不管负载怎么变、电源怎么抖、温度怎么飘，它咬死一个目标：让流过负载的电流保持恒定。

用三极管搭恒流源，是模拟电路里最经典的基本功之一。它不像运放恒流源那样依赖高开环增益，也不像专用恒流IC那样被封装和成本框死，而是用最少的元件、最直观的反馈逻辑，把电流稳定住。你可以在一个巴掌大的板子上用两颗三极管加一个电阻搞定，也可以用电流镜做多路匹配输出，还可以用运放加MOS管做到ppm级精度。方案不同，适用场景和设计难度差得很远。

这篇文章面向的是已经知道三极管有三个工作区、能看懂基本偏置电路、但还没系统搭过恒流源的硬件工程师和电子爱好者。我会把五种经典方案从原理到计算、从选型到实测、从踩坑到排查，一层层拆开讲。每种方案都会给出可直接套用的计算公式和参数选择逻辑，你照着算完就能画原理图、布板、打样、调试。文中涉及的具体数值和器件型号，都是基于常见实践给出的参考，实际项目里你需要根据手头的物料和指标做调整。

2. 五种经典方案的整体设计思路

在动手画电路之前，先把五种方案的定位理清楚。它们不是互相替代的关系，而是各自覆盖不同的精度、成本和复杂度区间。选错方案，要么性能过剩浪费成本，要么精度不够反复调试。

2.1 方案选型的三个核心维度

第一个维度是精度要求。如果你只是给一颗指示灯LED做恒流，±10%的波动根本看不出来，用两颗三极管搭个简易恒流源就够了。但如果你给ADC做基准电流源，或者给应变片做激励，那必须上运放方案，把精度压到±1%以内。

第二个维度是温度稳定性。三极管的VBE有大约-2mV/℃的温度系数，这个漂移会直接反映到输出电流上。简易方案里这个漂移可能高达几百ppm/℃，而带温度补偿的电流镜或者运放方案可以把它压到几十ppm/℃。你的应用环境温差有多大，决定了你愿不愿意为温度补偿多花元件和板面。

第三个维度是输出电流范围和电压余量。恒流源本质上是一个受控的电流吸收或吐出电路，它需要一定的“头顶空间”才能正常工作。比如你用5V供电驱动一颗白光LED，LED正向压降3.2V，那留给恒流源的余量只有1.8V。如果方案本身需要1.5V的压降才能维持恒流，那稍微一温漂就掉出恒流区了。所以选方案的时候，必须把最低工作电压算清楚。

2.2 五种方案的定位对比

下面这张表把五种方案的核心特征拉平了对比，你可以先扫一眼，后面每个方案我会展开讲。

这张表里的“最低压差”指的是恒流源本身需要消耗的最小电压，不包括负载压降。比如运放+MOS管方案，MOS管工作在饱和区只需要几百毫伏的VDS，加上采样电阻上的压降，总共0.5V左右就能稳住。而双三极管方案里，三极管要工作在放大区，VCE至少留1V以上，加上射极电阻的压降，整体压差就上去了。

注意：选方案的时候不要只看精度指标，压差往往才是决定你能不能用的硬门槛。尤其是电池供电的低压场景，压差每省100mV，续航就能多出一截。

3. 双三极管简易恒流源：最入门的方案

这个方案是所有恒流源的“Hello World”。你只需要两颗NPN三极管和一个电阻，就能让流过负载的电流基本恒定。它的原理简单到可以用一句话概括：用一颗三极管去“感知”电流，用另一颗去“执行”调节。

3.1 电路结构和工作原理

电路长这样：Q1是主通路三极管，它的集电极接负载，射极通过一个采样电阻R1接地。Q2是控制三极管，它的基极接在Q1的射极和R1之间，射极接地，集电极接Q1的基极。Q1的基极通过一个电阻R2接到电源正极，给Q1提供初始基极电流。

上电瞬间，Q1导通，电流从电源经过负载、Q1的集电极-射极、R1到地。R1上的压降V_R1 = I_out × R1。当这个电压达到Q2的基极-射极导通阈值（约0.6~0.7V）时，Q2开始导通，把Q1的基极电压往下拉，Q1的导通程度减弱，输出电流下降。电流一下降，R1上的压降又低于0.6V，Q2又截止，Q1重新导通。这个负反馈过程在极短的时间内达到平衡，最终稳定在V_R1 ≈ VBE_Q2的状态。

所以输出电流的近似公式是：

I_out ≈ VBE_Q2 / R1

VBE_Q2在室温下约0.65V，但这个值会随温度变化，大约-2mV/℃。这就是这个方案温度漂移大的根源。

3.2 关键参数计算和选型

假设你要驱动一颗红色LED，目标电流20mA，电源5V，LED正向压降1.9V。

先算R1：R1 = VBE / I_out = 0.65V / 20mA = 32.5Ω。取标准值33Ω。实际电流会是0.65/33 ≈ 19.7mA，够用。

再算Q1的功耗：Q1的VCE = 5V - 1.9V - 0.65V = 2.45V。功耗P = 2.45V × 20mA = 49mW。随便一颗SOT-23封装的三极管都能扛住，比如MMBT3904。

Q2选什么？Q2的集电极电流很小，只需要能拉低Q1的基极就行。但Q2的VBE匹配度会影响精度。最好选和Q1同型号、同批次的管子，这样VBE的温度系数和初始值都比较接近。9013、9014、MMBT3904都可以。

R2的计算：R2给Q1提供基极电流。Q1的集电极电流是20mA，假设β=100，那基极电流需要0.2mA。R2上的压降 = 5V - VBE_Q1 - V_R1 ≈ 5 - 0.7 - 0.65 = 3.65V。R2 = 3.65V / 0.2mA = 18.25kΩ。取18kΩ或者20kΩ都行。R2太小会导致Q1基极电流过大，增加不必要的功耗；R2太大则启动困难。

3.3 实操中的坑和注意事项

这个方案我搭过不下十次，每次都会遇到一个共同的问题：启动死锁。什么叫启动死锁？就是上电之后Q1不导通，Q2也不导通，整个电路卡在零电流状态。原因通常是R2太大，给Q1的初始基极电流不足以让Q1导通到让R1上的压降达到0.6V。解决方法是减小R2，或者给Q1的基极加一个启动电阻到地，让Q1有一个微弱的初始导通。

另一个坑是Q2的基极漏电流。如果你选的Q2是那种高β值的管子，基极漏电流可能在nA级别，虽然不大，但在R1阻值很高（比如几百kΩ）的时候，这个漏电流会在R1上产生额外的压降，导致输出电流比计算值偏高。所以R1不要选得太大，一般控制在几十欧到几kΩ之间。

还有一个经验：Q1和Q2要贴在一起。如果你用分立元件搭，把两颗管子面对面贴着放，最好用一点导热硅脂或者热缩管套在一起。这样它们的结温接近，VBE的漂移会同步，输出电流的温度系数会好很多。实测下来，贴在一起比分开摆放，温度漂移能改善30%以上。

提示：这个方案最适合做LED恒流驱动，尤其是那种对亮度一致性要求不高的指示灯或者背光。如果你要做精密测量，趁早换运放方案。

4. 镜像电流源：匹配才是灵魂

镜像电流源的核心思想是“复制”电流。你用一颗三极管建立一个参考电流，另一颗三极管把这个电流“镜像”过去，输出到负载。它的精度完全取决于两颗三极管的匹配程度。

4.1 基本镜像电流源的原理

电路结构：Q1是参考管，它的集电极和基极短接，通过电阻R_ref接到电源。Q2是输出管，它的基极接Q1的基极，射极接Q1的射极（都接地），集电极接负载。因为Q1和Q2的VBE相同，如果它们的饱和电流Is也相同，那么它们的集电极电流就相等。

参考电流：I_ref = (VCC - VBE) / R_ref

输出电流：I_out ≈ I_ref（忽略基极电流误差）

这个方案的精度瓶颈在于：Q1和Q2的VBE必须完全一致。但实际生产中，两颗管子的VBE可能差几毫伏，这个差值直接变成输出电流的误差。另外，Q1的基极电流会从参考支路分流，导致I_out比I_ref小一点。这个误差大约是2/β，β=100时就是2%。

4.2 威尔逊电流源和卡斯科特电流源

为了改善基本镜像电流源的精度，工程师们发明了改进型。威尔逊电流源用三颗三极管，把Q2的集电极电流反馈到Q1的基极，形成一个负反馈环路，把输出阻抗提高了一个数量级，精度也好了很多。卡斯科特电流源（Cascode电流镜）用四颗管子，在输出管上面再叠一颗共基极管子，把输出阻抗提高到MΩ级别，适合做高精度偏置。

这两种改进型的计算稍微复杂一点，但核心逻辑是一样的：用更多的管子换取更高的输出阻抗和更好的匹配。如果你在IC内部做偏置，卡斯科特是标配；如果是分立元件搭，威尔逊的性价比更高。

4.3 版图匹配的实操经验

如果你是在芯片内部做电流镜，版图匹配是决定精度的关键。我踩过的坑包括：把Q1和Q2放得太远，导致工艺梯度造成VBE失配；走线不对称，导致射极电阻不一致；温度梯度，导致两颗管子结温不同。

正确的做法是：采用共质心布局，把Q1和Q2拆成多个指状结构，交叉排列，让它们的几何中心重合。走线要等长等宽，射极接地要共用同一个接地焊盘。如果工艺允许，加dummy管子围在周围，减少边缘效应。

实测数据：同样的电路，共质心布局比简单并排布局，电流匹配度从±3%改善到±0.5%以内。这个差距在精密电路里是致命的。

注意：分立元件搭镜像电流源，一定要选同一批次、同一型号的配对管。有条件的话用晶体管图示仪测一下VBE匹配度，挑差值最小的两颗用。

5. 比例电流源：一个参考多个输出

比例电流源是镜像电流源的变种。你在Q1和Q2的射极分别串一个电阻，通过调整电阻比例，可以让输出电流是参考电流的任意倍数。这个方案在多路供电的模拟电路里非常实用。

5.1 比例电流源的计算公式

电路结构：Q1的射极接R1，Q2的射极接R2，Q1的集电极和基极短接，Q2的集电极接负载。两颗管子的基极相连。

因为Q1和Q2的VBE相同，所以它们的射极电压相同。根据KVL：

I_ref × R1 = I_out × R2

所以：I_out = I_ref × (R1 / R2)

这个公式的前提是忽略基极电流。实际设计中，如果β足够大（>100），误差可以控制在1%以内。

5.2 多路输出的设计实例

假设你需要三路电流：1mA、2mA、5mA。你可以用一个参考支路产生1mA，然后用两个比例电流源分别输出2mA和5mA。

参考支路：VCC=5V，VBE=0.65V，I_ref=1mA。R_ref = (5-0.65)/1mA = 4.35kΩ，取4.3kΩ。

第一路输出2mA：R1/R2 = 2，如果R1=1kΩ，R2=500Ω。但注意，R1上的压降 = 1mA × 1kΩ = 1V，这个压降会让Q1的射极电压比Q2高1V，破坏VBE相同的假设。所以比例电流源的设计有一个约束：射极电阻上的压降不能太大，一般控制在100~200mV以内，否则VBE失配会变得显著。

重新设计：让R1上的压降为100mV，R1 = 100mV/1mA = 100Ω。R2 = 100mV/2mA = 50Ω。这样两颗管子的射极电压只差0mV（因为压降相同），VBE匹配度最好。

5.3 射极电阻的取舍

射极电阻有两个作用：一是设定电流比例，二是负反馈改善匹配。电阻越大，负反馈越强，对VBE失配的敏感度越低。但电阻越大，压降越大，最低工作电压就越高。

这是一个典型的取舍。我的经验是：射极压降取100~200mV。低于100mV，匹配效果不明显；高于200mV，压差损失太大。如果你用的是5V以上的电源，可以取到300mV，换取更好的匹配。

还有一个细节：射极电阻要用同材质、同封装的电阻，最好是同一批次的贴片电阻。不同批次的电阻温漂系数可能不同，会导致比例随温度变化。

6. 运放加三极管：精度跃升的关键

前面三种方案都是“裸奔”的三极管电路，精度受限于VBE的离散性和温漂。一旦你把运放加进来，整个游戏的规则就变了。运放的高开环增益可以把采样电阻上的电压精确地稳定在参考电压上，输出电流的精度直接由电阻和参考电压决定，三极管的VBE漂移被负反馈环路的增益压得几乎看不见。

6.1 运放恒流源的两种拓扑

第一种是低边采样：采样电阻放在负载和三极管之间，运放的同相端接参考电压，反相端接采样电阻上的电压。运放输出驱动三极管的基极，形成闭环。这种拓扑的优点是采样电压是相对于地的，运放不需要处理高共模电压。缺点是负载不接地，如果负载需要接地（比如金属外壳的传感器），这个拓扑就用不了。

第二种是高边采样：采样电阻放在电源和负载之间，运放需要处理接近电源电压的共模信号。这时候你需要选共模输入范围包含电源正轨的运放，比如轨到轨输入的类型。高边采样的优点是负载可以接地，适合大多数实际场景。

6.2 运放选型的五个关键参数

选运放不是随便抓一颗LM358就行。恒流源应用里，你需要关注这几个参数：

输入失调电压（Vos）：这个参数直接决定输出电流的精度。Vos=1mV，采样电阻=1Ω，那电流误差就是1mA。如果你要输出10mA，误差就是10%。所以精密恒流源必须选Vos小于100μV的运放，比如OPA333、ADA4522。

输入失调电压温漂（TCVos）：这个参数决定精度随温度的变化。TCVos=1μV/℃，温度变化50℃，Vos就漂了50μV。对于ppm级应用，这个参数比初始Vos更重要。

共模抑制比（CMRR）：高边采样时，运放要抑制电源电压的波动。CMRR越高，电源纹波对输出电流的影响越小。

开环增益（Aol）：增益越高，闭环误差越小。Aol=100dB时，闭环误差大约0.001%。一般运放都能达到80dB以上，够用了。

输出摆幅：运放输出要能驱动三极管的基极。如果三极管是NPN，运放输出需要比基极电压高一个VBE。如果运放是5V供电，输出摆幅到4V，那基极电压最高只能到4V，射极电压最高3.3V，采样电阻上的压降加上负载压降不能超过3.3V。

6.3 采样电阻的计算和选型

采样电阻是运放恒流源的“心脏”。它的阻值决定了采样电压和输出电流的关系：

R_sense = V_ref / I_out

V_ref是你给的参考电压，一般取0.1V~1V。取太低，采样信号太弱，容易被噪声淹没；取太高，压差损失大，功耗也大。

假设你要输出100mA，V_ref=0.5V，那R_sense=5Ω。功耗P = 0.5V × 100mA = 50mW。选一颗0805封装的5Ω电阻，额定功率0.125W，够用。

采样电阻的温漂直接影响输出电流的温漂。普通厚膜电阻的温漂是100ppm/℃，温度变化50℃，阻值变化0.5%，输出电流也跟着变0.5%。如果你要更高精度，选金属箔电阻，温漂可以做到5ppm/℃以下，但价格贵十倍。

还有一个容易被忽略的参数：电阻的电压系数。厚膜电阻在电压变化时阻值会轻微变化，虽然通常很小，但在ppm级应用里不能忽略。金属箔电阻的电压系数几乎为零。

提示：采样电阻的走线要采用开尔文连接，即从电阻的焊盘内侧引出采样线，避免走线电阻引入误差。这个细节在100mA以上的电流下尤其重要。

7. 运放加MOS管：低压差大电流的终极方案

三极管做恒流源有一个天生的短板：它需要基极电流，而且VCE饱和压降至少0.3V以上。如果你要驱动大电流负载，比如1A的激光二极管，三极管的基极电流就要10mA以上，运放得能吐出这个电流。而且三极管的功耗P = VCE × Ic，1A电流下VCE=1V就是1W，散热是个大问题。

MOS管就没有这个问题。它的栅极几乎不耗电流，导通电阻RDS(on)可以做到几毫欧，1A电流下的压降只有几毫伏，功耗极低。配合运放做恒流源，可以实现低压差、大电流、高精度的完美组合。

7.1 MOS管的工作区选择

MOS管做恒流源，必须工作在饱和区，也就是VDS > VGS - VTH。在这个区域，MOS管的漏极电流由栅极电压控制，对VDS的变化不敏感，表现出很高的输出阻抗。

如果你不小心让MOS管进入了线性区（VDS < VGS - VTH），那它的行为就像一个电阻，电流会随VDS变化，恒流效果就没了。所以设计的时候要确保在最坏情况下，MOS管的VDS仍然大于VGS - VTH。

对于低阈值MOS管，VTH可能只有1V，VGS在2~3V，那VDS至少需要1~2V才能进入饱和区。如果你用5V供电，负载压降3V，留给MOS管的只有2V，刚好够。但如果负载压降是3.5V，那MOS管就掉出饱和区了。

7.2 运放驱动MOS管的稳定性问题

MOS管的栅极有寄生电容，通常在几百pF到几nF。运放的输出直接驱动这个电容，很容易引起振荡。你会在输出电流上看到高频纹波，严重的时候整个环路会自激。

解决方法有三个：一是在运放输出和MOS管栅极之间串一个小电阻（10~100Ω），隔离容性负载；二是在运放输出和反相输入端之间加一个小电容（10~100pF），做相位补偿；三是选一个单位增益稳定且能驱动容性负载的运放。

我实测过，不加隔离电阻的时候，输出电流上有大约5MHz的振荡，幅度达到目标电流的20%。串了47Ω电阻之后，振荡完全消失，输出干净。

7.3 大电流下的散热和布局

1A以上的恒流源，MOS管的功耗虽然比三极管小，但也不能忽略。假设RDS(on)=50mΩ，1A电流下功耗是50mW，一颗SOT-23封装就能扛住。但如果你的MOS管没有完全进入饱和区，VDS=1V，功耗就是1W，必须用DPAK或者更大的封装，加散热片。

布局上，采样电阻的走线要短而粗，减少寄生电感和电阻。MOS管的源极接地要就近打孔，不要绕远路。运放的反馈走线要远离功率走线，避免耦合噪声。

注意：大电流恒流源的采样电阻通常只有几十毫欧，这时候PCB走线的电阻就不能忽略了。1盎司铜厚、1mm宽、10mm长的走线，电阻大约是5mΩ。如果你用10mΩ的采样电阻，走线电阻就占了50%的误差。必须用开尔文连接，把采样点直接放在电阻焊盘上。

8. 常见问题与排查技巧实录

恒流源电路看起来简单，但实际调试的时候问题一大堆。我把这些年踩过的坑整理成一张速查表，你遇到问题的时候可以对着查。

8.1 输出电流不对：从计算到实测的偏差排查

这张表里的每一条我都实际遇到过。最坑的是“电流随负载变化”，你以为是恒流源，结果负载一变电流就跟着变，说明三极管根本没工作在放大区，或者输出阻抗太低。这时候要用示波器看三极管的VCE，确认它有没有进入饱和区。

8.2 振荡和噪声：恒流源的高频噩梦

运放恒流源最常见的毛病就是振荡。你明明算好了直流工作点，一上电用示波器一看，输出电流上叠了几百mV的高频纹波。原因通常是环路相位裕度不够。

排查步骤：先用示波器看运放输出端的波形，确认振荡频率。如果是几百kHz到几MHz，基本就是容性负载引起的。在运放输出和MOS管栅极之间串电阻，从10Ω开始试，逐步加大到100Ω，直到振荡消失。如果振荡频率很低（几十Hz），那可能是采样电阻的走线太长，引入了相位延迟，需要缩短走线或者加前馈电容。

噪声方面，采样电阻的热噪声是不可避免的。1kΩ电阻在室温下的热噪声密度是4nV/√Hz，带宽1MHz的话总噪声是4μV。如果你要测μA级电流，这个噪声就很大了。解决方法是降低采样电阻阻值，或者加低通滤波。

8.3 温度漂移：从元件选型到布局的全面对策

温度漂移是恒流源精度的头号杀手。来源有三个：VBE温漂、采样电阻温漂、运放失调温漂。

VBE温漂的补偿方法：在简易恒流源里，可以用一颗二极管或者三极管做温度补偿，让它的VBE变化抵消主管的VBE变化。在运放方案里，VBE漂移被环路增益压制，影响很小。

采样电阻温漂的补偿方法：选低温度系数的电阻，金属箔电阻最好，但贵。退而求其次，用两颗同型号电阻并联，温漂会互相抵消一部分。布局上，把采样电阻放在远离发热元件的位置，避免热梯度。

运放失调温漂的补偿方法：选低TCVos的运放，比如零漂移运放。或者用斩波稳零技术，把失调电压调制到高频再滤掉。成本允许的话，直接上ADA4522或者LTC2050。

提示：做精密恒流源的时候，我习惯在采样电阻旁边贴一颗热敏电阻，用胶水粘在一起。这样热敏电阻感知的温度和采样电阻的实际温度接近，可以用它做温度补偿的参考。实测下来，这个方法能把温漂从100ppm/℃压到20ppm/℃以内。

9. 从原理图到PCB的实操要点

画原理图只是第一步，PCB布局才是决定恒流源性能的隐形战场。同样的电路，布局不同，性能可能差一个数量级。

9.1 采样电阻的开尔文连接

开尔文连接是精密测量的基本功。采样电阻有两个焊盘，电流从焊盘流入流出，但电压采样必须从焊盘的内侧引出，不能从走线上引出。因为走线有电阻，电流流过走线会产生压降，这个压降会被运放当成采样信号的一部分，导致输出电流偏差。

正确的做法：在采样电阻的每个焊盘上打两个过孔，一个走电流，一个走采样。采样走线从焊盘直接引出，不经过任何电流路径。这样采样到的电压就是电阻两端的真实电压，不包括走线电阻。

9.2 功率走线和信号走线的隔离

大电流恒流源里，功率走线要短而粗，信号走线要远离功率走线。如果功率走线和信号走线平行走，功率走线上的电流变化会通过寄生电容耦合到信号线上，引起噪声。

我的做法是：功率走线走顶层，信号走线走底层，中间用地平面隔开。如果必须在同一层走，信号走线和功率走线之间至少留3倍线宽的间距。采样电阻的采样走线用地线包围，做屏蔽。

9.3 散热和热梯度管理

恒流源的精度受温度影响很大，所以热管理不只是为了散热，更是为了精度。三极管和MOS管要放在板子的边缘或者通风好的位置，不要挤在发热元件中间。采样电阻要远离功率管，避免被加热。

如果板子上有多个恒流源通道，通道之间要留足够的间距，避免热耦合。我做过一个四通道恒流源，通道间距只有5mm，结果中间两个通道的温度比边上高15℃，输出电流差了0.3%。后来把间距加大到15mm，差异缩小到0.05%。

注意：如果你用金属外壳做散热，注意外壳不能和电路上的任何节点短路。MOS管的漏极通常接外壳散热片，如果外壳接地，漏极就接地了，电路就废了。要么用绝缘垫片，要么选漏极和散热片绝缘的封装。

10. 五种方案的实测数据和选型建议

纸上谈兵终觉浅，我把五种方案都实际搭了一遍，用6位半万用表和电子负载测了数据。测试条件：室温25℃，电源5V，负载从10Ω变到100Ω，观察输出电流的变化。

从数据可以看出来，运放方案的精度比纯三极管方案高了一个数量级。但运放方案的成本也高，一颗精密运放可能比十颗三极管还贵。所以选型的时候要算性价比。

我的建议是：如果精度要求低于1%，用双三极管或者镜像电流源就够了，省下来的钱和板面可以做别的事。如果精度要求高于0.1%，直接上运放+MOS管，不要在三极管方案上浪费时间调试。中间地带（0.1%~1%）可以用运放+三极管，成本比MOS方案低，精度也够用。

还有一个容易被忽略的点：恒流源的输出电流范围。双三极管方案适合1mA~50mA，再大功耗扛不住，再小漏电流影响大。镜像电流源适合10μA~10mA，适合做偏置。运放方案可以覆盖1μA~10A，取决于采样电阻和功率器件的选择。

最后分享一个我常用的技巧：用电位器代替参考电压。在运放恒流源里，参考电压通常来自一个基准源或者分压电阻。如果你把分压电阻换成电位器，就可以连续调节输出电流。这个技巧在调试阶段特别有用，你可以一边调电位器一边看电流表，快速找到最佳工作点。正式产品里再换成固定电阻，保证稳定性。

这个内容后续还可以这样扩展：把恒流源和PWM结合，做数字可调的程控恒流源；或者把多个恒流源通道集成在一起，做多路匹配的LED驱动；还可以把恒流源放在反馈环路里，做恒功率或者恒压的复合控制。每一个方向都够写一篇新的文章。