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做运放电路、音频前级或者传感器信号调理时，±12V双电源几乎是绕不开的。手头USB充电头倒是有一堆，5V供电随处可取，可真要用到±12V，传统思路要么绕一个带中心抽头的变压器，要么花几十块买隔离DC-DC模块。变压器绕制费神、体积大、EMI还不好处理；隔离模块省事但贵，而且很多非隔离模块都是单路输出，负压还得另外想办法。我试过用两路电感的非隔离升压结构来解决：一路按boost把5V抬到+12V，另一路让boost控制器工作在反极性负输出模式，从同一个5V再得到-12V，整个电路里没有任何变压器。这种方案在圈子里通常就叫“双boost电路”，成本低、元件好找、效率也能接受，特别适合给运放、音频前级、电流检测电路这类负载供电。

这篇文章就把我的设计思路、参数计算过程、实际调试中踩过的坑和最终验证结果完整记录下来，给同样在找无变压器±12V方案的读者做个参考。

1. 双boost不是两个boost模块焊在一起，拓扑上要分清

1.1 标准boost只能升正压，负压得重新设计回路

Boost电路大家都很熟悉，电感储能、开关管斩波、二极管整流，输出永远是正的。它的核心公式是Vout = Vin / (1 - D)，输入端5V，输出端12V，占空比D大约58.3%。单看这一路，没有任何悬念，很多现成boost模块都能直接做到。

但负压就麻烦了。很多人第一反应是：“那我再用一片boost模块，把它的输出反接一下不就行了？”实际一试就发现不行，普通boost模块的正极输出端和输入正极之间有拓扑约束，输出端不可能直接变成相对于系统地-12V的负电压。负压必须靠电感在开关管关断后的续流方向重新构造，也就是说它本质上是一个反极性buck-boost拓扑，而不是标准boost拓扑。这个区别如果不从拓扑层面想明白，后面接出来的一定是一块发热然后烧毁的板子。

1.2 无变压器产生负压的常见路线

目前没有变压器、纯电感方案产生负压，主流就是两条路线。

第一条是电荷泵反转，典型芯片ICL7660、TPS60400之类，优点是外围极其简单，两个电容就能把正压翻成负压；缺点是输出电流能力有限，通常只有几十毫安，而且如果想把-5V再变成-12V，还得叠加一级boost，效率会打折，噪声也不好看。

第二条就是反极性buck-boost拓扑。它和boost一样只有一个电感，但电感的接法和二极管、开关管的相对位置不同，输出端天然就是负电压，输出电压绝对值可以大于、等于或小于输入电压，公式是Vout = -Vin * D / (1 - D)。设计成5V输入、-12V输出时，占空比D = |Vout| / (Vin + |Vout|) ≈ 70.6%。我把这一路也叫做“负压boost”，虽然严格来说它是buck-boost家族，但因为它完全复用了boost控制器的功率级结构，只是改了外部引脚连接方式，所以圈内习惯上还是把“正压boost + 负压反极性boost”合称双boost。

1.3 为什么非隔离方案在这个场景够用

可能有人会问，正负电源通常用在模拟电路里，用非隔离方案会不会引入开关噪声？我的观点是看场景。给运放供电、给音频前级供电、给电流传感器供电，输入输出共地本来就没有隔离需求，隔离只是为了安全或者断开地环路。5V输入本身就是从USB或者开关电源来的，前端已经是非隔离的，后端再加隔离模块反而是重复劳动。

当然，如果你的应用是医疗设备、工业现场总线这类有严格安全要求的场景，那就老老实实上隔离电源，别在这种电路上赌。双boost适合的是桌面调试、仪器内部供电、DIY音频设备这些输入输出共地没问题的场景。

2. 正压boost的功率级设计与电感参数推导

2.1 占空比和电感纹波电流的约束关系

正压boost设计，第一件事就是定工作频率和纹波电流比例。这里我用MC34063做例子，因为它的官方数据手册里同时给了boost和负压输出两种配置，最适合讲清楚双boost的全过程。MC34063的工作频率由外部定时电容CT决定，CT取1nF左右，实测频率在30kHz到100kHz之间浮动，不同批次差异不小，所以我习惯在公式里直接代入实测频率，而不是相信标称值。

电感量的计算公式用最常用的：

L = Vin × (Vout - Vin) / (ΔIL × f × Vout)

代入5V输入、12V输出、频率取80kHz、设计纹波电流ΔIL = 0.4A：

L = 5 × (12 - 5) / (0.4 × 80000 × 12) ≈ 91µH

我实际选了100µH的电感，留一点余量。这里要提醒一句，MC34063的开关管峰值电流能力只有1.5A左右，如果输出电流设计到200mA以上，纹波电流比例就不能取得太小，否则电感体积会很大，限流电阻也容易误触发。

2.2 开关管应力和反向恢复问题

因为MC34063内部集成了开关管，正压boost这一路的外部功率器件主要是电感和二极管。二极管必须选肖特基，不能用普通整流二极管，原因有两个：第一，boost输出端12V，开关节点在开关管关断瞬间会被拉到约12.7V，普通1N4007恢复时间太长，会严重增加开关损耗；第二，肖特基正向压降小，5V输入时占空比本来就高，再在二极管上浪费0.7V效率会很难看。我常用1N5819，耐压40V，电流1A，理论上够用。但如果输出电流做到300mA以上，建议换成SS34或MBR340，余量更大。

输出电容方面，正压boost这一路我用了两个电容并联：一个220µF/25V的电解电容负责储能，一个0.1µF的陶瓷电容滤高频。电解电容的低ESR型号会比普通型号纹波小很多，选型时尽量挑标有“Low ESR”的。

2.3 反馈分压电阻怎么确定

MC34063的反馈阈值是1.25V。12V输出时，分压电阻从输出正端到FB引脚到地，公式是：

Vout = 1.25 × (1 + R上 / R下)

取R下 = 2.2kΩ，R上 = 18kΩ，得到Vout = 1.25 × (1 + 18/2.2) ≈ 11.48V，偏低。换成R上 = 20kΩ，Vout = 1.25 × (1 + 20/2.2) ≈ 12.61V，偏高。最后用两个电阻串联加一个微调电位器来精调，或者直接在上电阻上并联一个100kΩ电阻微调。反馈电阻的精度直接影响输出电压精度，我建议至少用1%精度的金属膜电阻。

3. 负压路的关键：反极性buck-boost的接法和注意事项

3.1 反极性拓扑的连接方式

这一路是难点。MC34063的负压输出配置，外部功率回路是这样接的：输入5V接到芯片VCC，内部开关管的集电极接VCC，发射极引脚（SW）接电感的一端，电感的另一端接负压输出端VOUT；二极管阳极接SW节点，阴极接系统GND；输出电容跨接在VOUT和GND之间。负载电流从GND经负载流向VOUT，也就是从0V流向-12V。

从输出关系看，Vout = -Vin × D / (1 - D)，忽略二极管压降，要得到-12V时D≈70.6%。这是反极性buck-boost的特征，它允许输出电压绝对值高于输入电压，同样也允许低于输入电压，灵活性比正压boost大。

3.2 负压电路的“地”到底是谁

这是最容易翻车的地方。在负压buck-boost配置里，MC34063的GND引脚、限流电阻的参考点、输出电容的负极，全部接在负压输出VN上。也就是说控制器的参考地已经漂到-12V了。从控制器自身的角度看，它仍然是在做“升压”，只是把“地”重新定义成了负电压点。

很多人在布线时习惯把整个板子的地铺成一片GND，结果负压路的输出电容负极和芯片GND不小心接到系统GND，输出直接变成+0.7V左右的二极管压降，怎么调反馈都没用。我踩过这个坑，最后是沿着负压路的功率地线单独走一根线，从输出电容负极回到输入电容负极，和系统GND只在输出电容正极处单点交汇，才稳定下来。

3.3 负压路的电感量和限流电阻

反极性buck-boost的电感量计算，可以用Q导通阶段的伏秒关系：

L = Vin × D / (f × ΔIL)

代入5V、D=0.706、f=80kHz、ΔIL=0.4A：

L = 5 × 0.706 / (80000 × 0.4) ≈ 110µH

我实际选了120µH的电感，同样留一点余量。正压和负压两路电感值差得不多，采购时可以统一买120µH，正压路也能用，只要纹波稍微大一点，影响不大。

限流电阻Rsc的取值，MC34063内部比较器阈值是0.3V左右，公式是Rsc = 0.3V / Ipk。如果设计峰值电流1A，Rsc = 0.3Ω。这里要注意，MC34063的datasheet上采样电阻功率选型经常被忽略，1A峰值电流流过0.3Ω的电阻，平均功耗虽然不大，但瞬时脉冲功耗不小，至少要选1/2W以上的电阻，金属膜或者绕线都可以，千万别用0805贴片，实测会热到变色。

4. 一套能直接抄的参考设计：从原理到Layout

4.1 完整电路结构与元件清单

基于上面的分析，我的实际电路是这样构成的：

• 输入：5V直流，额定2A以上，输入电容并联一个100µF电解和0.1µF陶瓷，尽量靠近两个芯片的供电引脚。
• 正压boost：MC34063，100µH电感，1N5819二极管，220µF/25V输出电容，反馈分压20kΩ/2.2kΩ，输出约+12.3V。
• 负压buck-boost：MC34063，120µH电感，1N5819二极管，220µF/25V输出电容（正极接GND，负极接-12V），反馈分压电阻接在VOUT和芯片FB之间，输出约-12.2V。
• 每路各加一个100Ω电阻做假负载，用来防止空载时输出电压漂移和振荡。这一点后面会详细讲。

整套元件成本很低，电感、电容、二极管、两片MC34063加起来，十几块钱搞定，比买一个成品正负压DC-DC模块便宜不少，而且坏了哪里修哪里。

4.2 布局布线的三个细节

第一，电感和反馈电阻拉开距离。电感是“天线”，漏磁会耦合到高阻反馈节点上，造成输出纹波增大。我的做法是两路电感分别放在板子两端，反馈电阻靠近芯片FB引脚，不要在电感正下方走信号线。

第二，开关节点铜皮不要过大，但又不能太细。开关节点是高频方波，铜皮面积越大，辐射噪声越厉害；但面积太小，过流能力不够。经验做法是铜皮宽度按电流密度计算，1A电流至少0.5mm宽，长度尽量短，形成一个紧凑的“8”字形回路。

第三，输入电容的负极是整块板的电流汇合点。正压路的输入回流、负压路的系统GND、负载的返回电流，都应该以输入电容负极为终点，星型汇聚，避免在板子上形成交叉的地环路。模拟电路的噪声很多时候不是芯片本身产生的，而是地线排布不合理造成的。

4.3 如果用现成boost模块怎么改造

如果不想自己画板焊接，也可以用两片现成的boost模块来搭。但这里的接法有讲究：正压模块直接接5V，调输出到12V；负压模块不能直接“反接输出”，而是要选择支持负压输出的模块，或者在模块的反馈网络上做文章。市面上不少基于MC34063的负压小板就是这么做的，买之前看清楚电路是不是反极性buck-boost结构。

用模块的好处是省去布局布线的麻烦，坏处是模块内部的地和输出负端往往连在一起，改装自由度和散热都不如自己设计。我个人建议既然是做双boost，还是自己搭板子更可控，尤其是负压路的参考地处理，自己画一次才能彻底搞明白。

5. 上电实测：波形、效率与三个翻车现场

5.1 测试方法与假负载的必要性

实测时我用电子负载分别拉正压和负压两路，每路从0加到200mA，同时用示波器看输出纹波和开关节点波形。这里必须强调，开关电源不能空载调试。boost和反极性buck-boost在空载时，输出电压容易飘高，反馈环为了维持输出电压会进入跳周期甚至振荡。用示波器看，空载时输出纹波会出现几Hz到几十Hz的低频起伏，这是控制器在突发导通，不是电路坏了，但会让很多新手误判。

我的解决办法是每路输出对地接一个100Ω到1kΩ的功率电阻做假负载，把最小负载电流抬到10mA以上。正压路在+12V和GND之间接1kΩ电阻，负压路在GND和-12V之间接1kΩ电阻，这样电源始终处于轻载以上工作状态，输出电压稳定得多。

5.2 实测波形怎么看

用示波器探头直接测开关节点时，注意接地夹子尽量短，否则会测到很大的振铃，误以为电路不稳定。实际正常波形应该是：开关管导通时节点接近0V（相对该路控制器的地），关断时被二极管钳位到输出加二极管压降，正压路约为12.7V，负压路约为-11.3V。

输出纹波主要看电感电流纹波和输出电容ESR的乘积。实测在每路100mA负载下，正压路纹波约30mV峰峰值，负压路约50mV峰峰值，稍微偏高的原因是负压路电容负极走线长了，输出回路上引入了额外电感。后来我把输出电容缩短到靠近电感和二极管，纹波降到了35mV左右。

效率方面，两路各带100mA负载时，总输出功率约2.4W，输入5V电流实测约0.72A到0.8A，总效率大概70%到75%。这个效率对MC34063来说算正常。如果换成XL6009、TPS40210这类同步整流的控制器，效率可以到85%以上，但成本和EMI会更高。

5.3 三个典型翻车现场

第一个问题，负压路输出电压只有-0.7V。排查下来是反馈电阻接到了系统GND而不是负压输出VN。MC34063的反馈比较器参考点是自己引脚的地，负压配置里这个地是VN，反馈电阻采样的是VN和VOUT之间的电压差。如果接错地方，环路根本建立不起来，输出就像个二极管钳位。

第二个问题，正压路带200mA负载时输出电压掉到10V。测量限流电阻上的压降，发现已经达到0.3V，说明峰值电流限制触发了。问题出在电感量选项偏小，纹波电流过大，峰值电流提前到了限流点。解决办法是加大电感到150µH，同时把限流电阻从0.3Ω放宽到0.22Ω，让峰值电流能力到1.36A，输出能力恢复。

第三个问题，两路同时满载时，输入电压被拉到4.2V。USB电源带载能力不足，正压boost和负压反极性boost同时从5V取电，输入电流峰值叠加，瞬间把输入电压拉掉不少。如果输入电压降到4V以下，两路的占空比都会变化，输出跟着不稳。这个问题的解决不是改电路，而是换一个输出能力大于2A的5V电源，同时把输入电容加大到220µF。

6. 边界条件、改进方向与12V转5V的镜像关系

6.1 什么时候别硬扛这个方案

双boost方案适合中等电流负载，单片MC34063的输出能力决定了每路最好控制在150mA到250mA以内。如果某一路要持续输出1A以上，不建议在MC34063上继续加外围硬撑，直接换用外置开关管的boost控制器，或者干脆用升降压模块。

另外，如果负载对纹波极其敏感，比如给24bit ADC供电，几十毫伏的开关纹波都可能影响性能。这种场景建议在输出端加一级LC滤波，电感用10µH到47µH，电容用低ESR的，纹波能再降一个数量级。但要注意LC滤波的谐振频率不能落在控制环路带宽附近，否则可能引起输出振荡。

6.2 改进方向之一：换成同步整流结构

MC34063用的是二极管整流，5V输入、12V输出时二极管压降占输出比例不小，效率被拉低。如果想要更高效率，可以换成集成同步整流的升压控制器，比如TPS40210外搭MOSFET和同步整流管，或者LTC3119这类集成度更高的芯片。负压路也可以用同样思路，用同步反极性buck-boost控制器，效率可以从75%提升到88%左右。代价是外围元件更多，layout更讲究，适合把性能和效率当重点的进阶玩家。

6.3 和12V转5V稳压电路的镜像关系

很多人在网上搜“12V转5V稳压电路图”，那是把高电压降到低电压，属于buck降压的范畴，占空比公式是Vout = Vin × D，和本文boost的Vout = Vin / (1-D)刚好是镜像关系。设计思路其实一脉相承：先根据输入输出分配占空比，再算电感纹波电流，然后选开关管、二极管、电容。如果你能看懂这篇文章的正压boost推导，反过来设计12V转5V的稳压电路也就是套公式的事。

6.4 我后续会怎么扩展这套电路

目前这套双boost我用在了一个便携式传感器调理板上，正压12V给运放供电，负压12V给偏置电路供电，5V输入来自一个充电宝，满载跑了一个多小时，芯片表面温热，整体稳定。后面我打算把两路输出电压都换成可调版本，用数字电位器做输出微调，方便在不同负载条件下校准。再往后可能会在输出端加一个软启动电路，避免上电瞬间两路同时冲击输入电源，把5V电源直接拉出电压塌陷。

最后再分享一个小技巧：如果你手头没有示波器，又想知道开关电源到底有没有正常工作，可以用万用表交流档去量输出电容两端的AC电压，如果读数在几毫伏到几十毫伏之间，说明开关动作基本正常；如果读数跳得很厉害或者几乎没有，就要回头检查控制芯片有没有起振、限流电阻是不是选大了。这个方法虽然不够精确，但在没有仪器的条件下非常管用。