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在上一篇文章中，我们完成了 LM5164（100V、1A 同步降压转换器）模型的导入，并在 LTspice 中搭建了 24V 转 12V 的降压电路。

但是，仿真能够运行并不等于设计已经验证完成。对于开关电源，更重要的是回答下面几个问题：

• 控制器为什么在空载和满载时呈现完全不同的波形？

• 输出端看到的几毫伏纹波究竟由什么决定？

• Type 3 纹波注入网络解决的是什么问题？

• 理想仿真结果与实际 PCB 之间还差哪些寄生参数和测试条件？

本文以图中的 LM5164 电路为例，结合 TI 数据手册，对这些问题逐一分析。

本文分析对象

• 输入电压：24V

• 目标输出电压：约12V

• 负载：空载和12Ω（约1A）

• 电感：68μH

• 输出电容：47μF（仿真标称值）

• RON电阻：100kΩ

• Type 3网络：453kΩ、3.3nF及耦合电容

器件型号提醒：当前 LTspice 截图使用的是LM5164-Q1_TRANS模型，而参考文档为普通 LM5164 数据手册。两者的核心控制原理基本一致，但正式设计仍应核对模型版本、器件后缀、引脚定义和相应数据手册，不能默认所有参数完全相同。

一、先看清楚电路：它并不是精确的12.000V输出

LM5164 的 FB 基准电压典型值为1.2V。忽略纹波注入影响时，输出设定值为：

当前电路使用：

因此：

也就是说，这组电阻的名义设定值本来就不是12.000V，而是约12.094V。

仿真中看到的平均输出电压约为12.156V，还包含 Type 3 注入纹波造成的直流调节偏差、模型参数以及器件基准误差等因素。后续分析纹波时，必须将“平均输出电压偏差”和“输出电压峰峰值纹波”分开讨论。

二、LM5164 的 COT 控制到底是怎样工作的？

LM5164 使用恒定导通时间控制，即 COT（Constant On-Time）控制。这里的“恒定”需要正确理解：

• 在输入电压基本不变时，每次正常开关脉冲的导通时间近似恒定；

• 输入电压发生变化时，芯片通过输入电压前馈调整导通时间；

• 导通时间与输入电压近似成反比，从而在 CCM 下保持近似固定的开关频率。

LM5164 的导通时间近似为：

高侧 MOSFET 的一次正常开关过程可以简化为：

1. 当 FB 电压下降到内部1.2V基准附近或以下，并且保护逻辑、最短关断时间等条件允许时，控制器触发新的高侧导通脉冲。

2. 高侧 MOSFET 按设定的 t_{ON} 导通，输入端向电感传递能量。

3. 导通时间结束后，高侧 MOSFET 关断，低侧同步 MOSFET 为电感电流提供续流路径。

4. 控制器等待下一次 FB 比较器触发。

因此，“下一脉冲完全由FB决定”并不严谨。实际还受到以下机制约束：

• 最短导通时间和最短关断时间；

• 峰值和谷值电流限制；

• 睡眠模式的唤醒延迟；

• 自举电容充电要求；

• 启动和负载瞬态期间的控制逻辑。

1. RON电阻决定的名义开关频率

在 CCM 下，LM5164 的名义开关频率近似为：

对于当前电路：

因此，这套参数对应的是约300kHz，而不是250kHz。

高侧导通时间: 24V输入、1A负载下，SW节点在约0V与23.4V之间切换，实测高侧MOSFET导通时间约1.75μs。窗口中572kHz为导通时间的倒数，并非转换器开关频率。

开关频率测量图：24V输入、1A负载稳态下，使用两个游标测量SW节点相邻上升沿，开关周期为3.299μs，对应开关频率约303.1kHz，与100kΩ RON电阻设定的约300kHz名义频率一致。

三、为什么 COT 控制器需要纹波注入？

LM5164 的反馈比较器不仅需要知道 FB 的平均电压，还需要在关断期间看到足够清晰、与电感电流同相的下降斜坡。这个斜坡必须能够压过 FB 节点上的噪声，否则可能出现连续多个导通脉冲、随后长时间关断的不规则行为。

对于使用低 ESR 陶瓷输出电容的设计，输出端本身的 ESR 纹波可能太小，不能直接为 COT 比较器提供合适的反馈斜坡，因此需要额外的纹波生成网络。

Type 3纹波注入网络

Type 3网络通过跨接在 SW 和 VOUT 之间的 RA、CA 产生一个与电感电流近似同相的三角斜坡，再通过 CB 将该交流分量耦合到 FB 节点。

它的优点是：

• 不依赖输出电容的 ESR 来生成控制所需的反馈纹波；

• 可以在保证 COT 控制正常工作的同时，获得较低的真实输出电压纹波；

• 适合使用低 ESR 陶瓷输出电容的场景。

但它产生的是“近似三角斜坡”，并不是不受寄生参数影响的完美三角波。其波形还会受到 RA CA 时间常数、耦合电容、反馈网络、开关节点边沿和 PCB 寄生参数影响。

TI的典型设计思路是在典型工作条件下获得约20mV的FB注入纹波，并检查最低输入电压时仍具有足够的纹波裕量。20mV是设计建议值，不能简单理解为所有工况下绝对不能低于20mV。

FB注入纹波波形:

24V输入、1A负载下的SW节点、FB节点及电感电流波形。FB电压峰值为1.2126V，谷值为1.1997V，注入纹波约为12.94mV。SW关断期间，FB电压与电感电流同步下降，说明Type 3网络生成了与电感电流同相的反馈纹波。电感电流谷值约0.87A，始终大于零，证明转换器工作在CCM。

四、空载下的低频锯齿：DEM、跳脉冲和睡眠模式

当负载电流低于 CCM 电感纹波电流的一半时，电感谷值电流会降到零。为了避免电感电流反向流动，LM5164 会关断低侧同步 MOSFET，进入二极管仿真模式，即 DEM。

随着负载继续减小：

• 两个功率 MOSFET 同时关断的空闲时间越来越长；

• 有效开关频率不断下降；

• 控制器表现为脉冲跳跃；

• 当空闲时间超过约15μs后，芯片进入超低静态电流睡眠模式。

在睡眠模式中，FB比较器和必要的偏置电路仍然监测输出状态。当 FB 下降到基准附近时，芯片退出睡眠，经唤醒延迟后重新发送能量脉冲。

空载锯齿从哪里来？

空载时，一组开关脉冲给输出电容补充能量，使输出电压快速上升；随后芯片停止开关，输出电容通过反馈分压器、模型内部支路、电容漏电和其他外部支路缓慢放电，直到下一次唤醒。

当前反馈分压器本身消耗的电流约为：

如果暂时忽略其他漏电，用47μF输出电容产生9mV下降所需的时间约为：

这与几十赫兹量级的空载重复频率是相符的。

需要注意：数据手册给出的10.5μA睡眠静态电流是芯片从输入端吸取的电流，不能直接把它当成输出电容的放电电流。实板上也不能说“只有反馈电阻在放电”，因为还会存在输出电容漏电、后级电路待机电流、PCB表面漏电和测试仪表输入电流。

如下图 空载稳态下，输出电压在12.0938V至12.1037V之间周期性变化，峰峰值纹波约9.87mV。相邻补能事件间隔约19.04ms，对应重复频率约52.51Hz。根据输出电容和下降斜坡反推的放电电流约为24.4μA，与反馈分压器约24.1μA的静态电流基本一致，说明空载下降过程主要由反馈分压器放电决定。

如下图所示:空载条件下的单次唤醒及补能过程

FB电压下降至约1.2V后，控制器退出睡眠并产生一次开关脉冲。高侧MOSFET导通时，SW升至输入电压附近，电感电流由0上升至约0.28A；随后高侧关断、低侧续流，电感电流衰减至0。输出电压由约12.093V回升至12.104V。电感电流归零后两个MOSFET均关闭，SW节点停止切换并浮动至接近输出电压，转换器重新进入空闲和睡眠状态。

五、1A负载下的波形：为什么约2.6mV是合理的？

在输出端接入12Ω电阻后：

1. 先判断是否进入CCM

CCM下的电感峰峰值纹波近似为：

代入24V输入、12V输出、300kHz和68μH：

DEM和CCM的边界负载电流约为：

当前负载为1A，远高于147mA，因此理论上应工作在CCM。此时电感电流大约在：

和：

之间变化，谷值始终大于零。

不过，最终仍应通过I(L1)波形确认，而不能仅凭输出电压形状判断CCM。

2. 2.6mV纹波的真正来源

忽略输出电容ESR和ESL时，电感纹波电流对输出电容充放电产生的电压纹波近似为：

代入当前参数：

这个计算值与仿真截图中的约2.6mV高度一致。因此，更准确的结论是：

满载时芯片进入稳定的约300kHz CCM，输出低频基波纹波主要由电感纹波电流和输出电容决定；约2.6mV的仿真结果与理想电容纹波公式吻合。

不能将其解释成“负载越大，每次充入电容的能量越少”。在相同输入电压、电感和开关频率下，负载电流主要抬高电感电流的平均值，而电感峰峰值纹波并不会因为负载加重就按比例减小。

24V输入、12Ω负载下，输出电流约为1A。稳态输出电压峰值为12.157025V，谷值为12.154568V，峰峰值纹波约为2.457mV。根据实测电感纹波电流约0.28A、开关频率约303.1kHz及47μF输出电容计算，理论容性纹波约为2.46mV，与仿真结果高度一致。游标窗口中的602.5kHz为半周期倒数，并非转换器实际开关频率。

如下图:

24V输入、12Ω负载下，电感电流谷值为0.8720A，峰值为1.1522A，峰峰值纹波约280.18mA，平均电感电流约1.012A，与负载电流约1.013A基本一致。电感谷值始终大于零，证明转换器工作在CCM。结合303.1kHz开关频率和47μF输出电容计算，理论输出纹波约2.458mV，与仿真测得的2.457mV高度一致。图中使用-I(L1)是为了按输入至输出方向显示正电流。

六、为什么空载纹波可能比满载纹波大？

这个现象的关键不是“负载越大，电容被抽电越快，所以纹波越小”，而是控制器处于不同工作模式：

空载或极轻载

• 工作在DEM、跳脉冲或睡眠模式；

• 能量以脉冲簇形式间歇送入输出端；

• 两次补充能量之间可能间隔数毫秒；

• 波形由睡眠阈值、输出放电电流、唤醒延迟和单次能量包共同决定。

1A负载

• 工作在连续导通模式；

• 以约300kHz连续周期切换；

• 输出电容只需要吸收电感电流中的交流纹波分量；

• 低频基波纹波主要由 \Delta I_L、f_{SW}、C_{OUT} 和ESR决定。

因此，空载和满载的Vpp不是同一种工作机制下的直接比较。空载Vpp更大，并不代表控制器满载性能更好或更差，只说明它在轻载时选择了以较低开关损耗换取较低有效开关频率。

七、这2.6mV不能直接等同于实板纹波

当前仿真可以验证控制原理和低频纹波趋势，但还不能代表真实PCB的最终表现，原因包括：

1. 47μF陶瓷电容在12V直流偏压下的有效容量可能明显低于47μF；

2. 输出电容存在ESR和ESL；

3. 电感存在DCR、磁芯损耗、容差和饱和效应；

4. 输入电源和连接线存在阻抗；

5. SW环路和输入高 di/dt 环路存在寄生电感；

6. SW节点会产生高频振铃和尖峰；

7. 反馈走线会受到电场和磁场耦合；

8. 示波器探头接地环路本身可能测出几十毫伏的假尖峰。

为了更可靠地测量毫伏级纹波，建议：

• 在输出电容两端直接测量；

• 使用探头地弹簧或同轴短接法，不使用长鳄鱼夹地线；

• 明确20MHz带宽限制是否开启；

• 区分低频基波纹波和开关边沿尖峰；

• 同时记录测量点、探头方式和带宽设置。

【插图9：正确与错误的纹波测量方法】

建议放两张实拍对比图：一张为长鳄鱼夹地线，另一张为探头地弹簧直接接在输出电容两端。

图注说明长接地线会形成较大环路，拾取SW节点的磁场噪声，从而夸大高频尖峰。

八、PCB布局不能只记五条口号

1. 输入陶瓷电容必须紧靠VIN和GND

输入陶瓷电容、高侧MOSFET和低侧回流路径构成Buck转换器最关键的高 di/dt 环路。该环路面积越大，寄生电感和辐射EMI通常越严重。

布局时应做到：

• 输入陶瓷电容紧靠VIN和GND引脚；

• VIN到电容、再从电容返回GND的路径短而宽；

• 不要通过细长走线或远处地过孔闭合高频回路。

不能简单宣称“环路每增加一圈，EMI就成倍增加”，因为实际影响取决于环路面积、边沿速度、寄生参数和频率，但减小环路面积始终是正确方向。

2. SW节点要短、紧凑，但仍需满足电流和热要求

SW节点具有很高的 dv/dt，容易通过寄生电容向周围网络耦合噪声。

• 电感应靠近SW引脚；

• SW铜皮面积应尽量小；

• 不应为了“散热”而大面积铺SW铜；

• 走线宽度仍需满足峰值电感电流、温升和制造要求，而不是只按1A平均负载电流机械决定。

3. 输出电容的回流路径同样重要

输出电容应靠近电感的VOUT端，其地端通过低阻抗路径连接到LM5164的局部GND和裸露焊盘区域。输出回流路径过长会增加纹波和负载瞬态偏差。

4. FB分压器靠近FB，VOUT检测线远离噪声源

• R_{FB1}、R_{FB2} 和耦合网络靠近FB与安静地参考点；

• 从VOUT引回的检测线可以相对较长，但必须远离SW、电感和VIN；

• 不从电感下方或SW铜皮附近穿过；

• 多层板中优先在相邻完整地平面的屏蔽下布线；

• 若需要负载端精确稳压，应采用Kelvin检测，但分压器仍放在芯片附近。

5. Type 3网络应按小信号网络处理

R_A、C_A 和 C_B 应靠近反馈网络布置。连接SW的支路不可绕行过长，FB侧节点则必须保持紧凑，避免额外寄生电容和开关噪声直接注入FB。

6. BST电容必须靠近BST和SW

2.2nF BST电容为高侧MOSFET栅极驱动提供电荷，应紧靠BST与SW引脚放置并形成最小环路。LM5164对BST电容值还有明确限制，不能为了“增强驱动”而随意增大。

7. RON节点必须短，寄生电容不得过大

RON引脚是敏感的定时节点。RON电阻应靠近芯片，走线尽量短，并避免靠近SW节点。数据手册要求RON到GND的寄生电容不超过20pF。

8. 地平面和裸露焊盘要兼顾噪声与散热

• GND引脚直接连接到器件下方的局部顶层地和裸露焊盘；

• 使用多个散热过孔连接内层地平面；

• 功率回流不要穿过FB、RON等模拟小信号参考路径；

• 多层板优先在功率级下方布置连续地平面。

散热过孔只能降低热阻，不能保证结温一定低于150℃。最终必须结合芯片损耗、环境温度、铜面积、风速和实际板级热阻进行计算或实测。

9. 输入长线和EMI滤波器需要阻尼

输入线缆电感与低ESR陶瓷电容可能形成高Q谐振，造成热插拔过冲、负载突变下的输入跌落，甚至触发错误UVLO。

当电源距离较远时，应评估增加电解电容或其他阻尼网络。前级EMI滤波器也不能只按衰减量设计，还必须检查滤波器输出阻抗与转换器输入阻抗之间的稳定性关系。

10. 为SW振铃预留RC Snubber位置

即使首版不装，也建议在SW与GND之间预留RC Snubber焊盘。实板完成后根据振铃频率和阻尼实验选值，不应直接照搬其他电路的阻容参数。

使用数据手册布局示例或自己的PCB截图，分别圈出：输入高 di/dt 环路、SW铜皮、BST电容、RON电阻、Type 3网络、FB分压器、输出电容回流和EP散热过孔。

如果使用TI数据手册图片，应在图注中注明来源和图号，例如“TI LM5164数据手册，图7-19”。

建议分别导出顶层铜、底层铜和地平面截图。用不同颜色标出高 di/dt 电流环路、敏感反馈路径和可能的噪声耦合路径，而不是只放一张没有标注的PCB全图。

九、建议补做的 LTspice 验证

单一工况的稳态输出波形不足以证明设计可靠，至少应补做以下项目：

1. 输入电压扫描：最低输入、24V、48V和最高设计输入；

2. 负载扫描：空载、轻载、CCM临界点、0.5A和1A；

3. 启动：空载启动、满载启动和预偏置启动；

4. 负载阶跃：例如0.1A到1A，再从1A回到0.1A；

5. 输入阶跃及输入跌落；

6. 输出短路和短路恢复；

7. 电感、电容和反馈电阻容差；

8. 输出电容直流偏压后的有效容量；

9. 电感DCR和输出电容ESR/ESL；

10. FB、SW和电感电流的联合波形检查。

测量几毫伏纹波时，还应限制瞬态仿真的最大时间步长，并关闭波形压缩。例如可从以下设置开始，再根据模型收敛情况调整：

.tran 0 100m 90m 50n .option plotwinsize=0

【插图12：负载阶跃响应】未做！！！！！！！！！

显示负载电流和V(OUT)，标出最大下冲、最大过冲和恢复时间。不要只用自动缩放图，应给出明确的电压和时间刻度。

【插图13：不同输入电压下的FB、SW及电感电流】未做！！！！！！！！！

至少比较最低输入、24V和最高设计输入三种情况，检查开关频率、导通时间、电感纹波、FB注入幅度以及是否触发最短导通时间限制。

结语

这套仿真最有价值的结论不是“负载越大，纹波反而越小”，而是：

1. LM5164在极轻载时进入DEM、跳脉冲和睡眠模式，输出波形由间歇性能量包及输出放电过程决定；

2. 在1A负载下，电路进入约300kHz的CCM，约2.6mV的低频输出纹波与理想电感纹波及输出电容公式吻合；

3. Type 3网络为COT比较器提供控制所需的FB同相纹波，但单一工况仿真不能证明全范围稳定性；

4. 实板性能最终取决于有效电容量、元件寄生参数、PCB电流环路、反馈布线、热设计以及正确的示波器测量方式。

仿真应该用于解释和验证电路机理，而不是用一个漂亮的毫伏级波形代替完整的工程验证。真正可靠的Buck设计，需要把控制原理、器件容差、PCB寄生参数、热性能、EMI和测试方法一起考虑。