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简介：基于STM32的正点原子示波器项目压缩包，定位为嵌入式信号采集与波形显示学习资源，适合正在学习STM32微控制器、准备电子设计竞赛或需要快速搭建调试工具的开发者。压缩包共254个文件，大小仅6.88MB，其中主要文件类型包括C语言和H头文件源码、Keil工程配置文件、编译生成的Hex与Axf固件、链接Map文件及一批调试备份文件，源码与固件同时提供，方便阅读底层驱动逻辑或直接上机验证。目前已有1278人学习浏览。工程围绕ADC多通道采样展开，覆盖采样率与精度配置、DMA缓存传输、LCD波形实时绘制等关键环节；保留的调试备份文件还能帮助对比排查常见配置问题。通过阅读源码和实际运行，读者可以深入理解示波器中的信号调理、触发显示、波形缩放等基础设计思路，并在此基础上扩展FFT频谱、频率周期测量等高级功能，是STM32进阶实践的一份实用参考。

1. 用 STM32 复刻正点原子示波器：A1 采集链路才是核心

很多人在正点原子例程里看到“示波器”三个字，下意识以为是上位机绘图工程，真正把代码下到板子上才发现，A1 是 ADC 的模拟输入通道，整个工程的价值不在屏幕上的正弦波，而在“采集—缓存—触发—显示”这条链路的组织方式。示波器类项目最容易踩的坑也在这里：DMA 搬运速度够快但触发时机不对，屏幕刷新率上去了波形却在抖动，FFT 窗口没对齐导致频率刻度全是噪声。这篇文章以 STM32 平台为基础，把 A1 通道采集信号、显示波形的完整方案拆开讲清楚。

先给结论：做这种项目，不要一上来就调 LCD 驱动或者纠结 UI 控件，先把“ADC 采样率 vs 显示刷新率”这对矛盾解决掉。示波器不是越快越好，而是每一帧都要让用户看到“稳定的、可触发的、带时间基准的”波形，这比单纯把采样率拉到最高难得多。下面的内容围绕存储型示波器的最小系统展开，覆盖从模拟前端到波形显示的完整闭环。

2. 显示波形前先想清楚：A1 通道的数据要经过哪几级处理

2.1 信号链路的五级拆分

一个实用的 STM32 示波器，信号从探头到屏幕，至少要经过五级处理：模拟前端衰减与阻抗匹配、ADC 采样、DMA 搬运与缓存管理、触发与时基控制、显示渲染。很多人把注意力放在最后一级，前面四级全凭感觉配置，结果就是波形“能出来但没法看”。

模拟前端决定了能测什么量级的信号。正点原子探索者或战舰板的 A1 通道通常直连 STM32 的 PA1，板上没有复杂的衰减网络，所以输入范围天然被限制在 0~3.3V。如果想测负电压或者超过 3.3V 的信号，必须在外部加电阻分压和偏置电路。不过在复刻阶段，直接测板载 DAC 输出或者 PWM 滤波后的信号就够用了。ADC 部分选用 STM32F103 的 12 位 ADC，采样率最高 1Msps 左右，这个指标决定了它只能算“低速示波器”，测音频和直流信号没问题，测高频开关波形就会失真。

DMA 搬运在这条链路里承担的角色容易被低估。如果不用 DMA，每采一个点就要进一次中断，在 1Msps 采样率下 CPU 根本腾不出手做显示和触发判断。用 DMA 循环模式加双缓冲，采集和显示才能真正并行起来。触发逻辑放在 DMA 回调里做简单比较，复杂的边沿触发和预触发则放在缓存管理阶段处理。显示渲染是最后一步，把 ADC 原始值映射到 LCD 坐标，同时叠加网格、电压刻度和时间刻度。

2.2 显示波形为什么需要“预触发”而不是“边采边画”

边采边画是第一版最容易犯的错误：ADC 中断里拿到数据，立刻把点画到屏幕上，看起来响应很快，但波形永远在屏幕左边往外冒，根本停不住。示波器应该像相机一样，有一个“快门”概念——触发时刻决定了波形从哪个位置开始绘制，触发时刻之前的数据也要保留，这就是预触发。

预触发实现的核心是环形缓冲区。设一个深度为 N 的数组，DMA 不断往里面写，同时记录当前写指针。触发条件满足时，把写指针往前回退 M 个点作为显示起始位置，然后连续读 N 个点作为一帧波形。这样看到的就是触发点居中、前后都有数据的完整波形。正点原子例程里也保留了类似的思路：ADC 采集长度固定，触发后一次性绘制整帧，而不是逐点刷新。

/* 环形缓冲区参数 */ #define BUF_SIZE 4096 #define PRE_TRIG 512 uint16_t adc_buf[BUF_SIZE]; volatile uint32_t write_idx = 0; volatile uint8_t trig_flag = 0; /* DMA 半满中断里更新写指针 */ void DMA1_Channel1_IRQHandler(void) { if (DMA_GetITStatus(DMA1_IT_HT1)) { write_idx = BUF_SIZE / 2; DMA_ClearITPendingBits(DMA1_IT_HT1); } if (DMA_GetITStatus(DMA1_IT_TC1)) { write_idx = BUF_SIZE; DMA_ClearITPendingBits(DMA1_IT_TC1); } }

这段代码里 DMA 被配置成循环模式，半传输中断和传输完成中断分别更新写指针。显示任务要读数据时，先关中断拿一份 write_idx 快照，再决定从哪个偏移开始绘制。PRE_TRIG 这里设 512，意思是触发点大约出现在一帧数据的 1/8 处，这样能看到比较长的触发前波形。参数可以按需调整，但注意 PRE_TRIG 必须小于 BUF_SIZE，否则取模运算会出错。使用环形缓冲的好处是写指针永远递增，不会因为 DMA 和 CPU 的速度差异产生数据覆盖错乱。需要留意的是，在 DMA 中断里不应做任何绘图操作，否则中断服务时间过长会拖垮采样节奏。

2.3 采样率与时基的换算关系

显示波形之前必须先确定横轴每一格代表多少毫秒。时基（Time/Div）和采样率是一组强关联的变量：屏幕上交给一个波形帧的采样点数是固定的，时基设得越大，意味着这一帧覆盖的时间越长，ADC 实际采样率就可以越低；反过来，时基越小，采样率必须拉满才能保证波形细节完整。

float timebase = 10; /* 单位 ms/div */ int divs = 10; /* 屏幕横向 10 格 */ int points = 4096; float frame_time_ms = timebase * divs; float sample_rate = points / (frame_time_ms / 1000.0f);

这里 sample_rate 的单位是 Sa/s。如果显示 10 格需要 100ms，而一帧固定 4096 点，采样率就是 40960 Sa/s，完全在 F103 的 ADC 能力范围内。但如果时基设为 1ms/div，采样率变成 409600 Sa/s，就需要把 ADC 采样周期调到最小，且开启 DMA 连续模式，否则中间一旦有 CPU 干预，采集到的点数就不够一帧，显示会出现明显的断层。时基换算不能只在计算器里做，要落到代码里的定时器配置和 ADC 采样周期设置上。建议把时基参数做成一个变量，用户按键切换时联动修改 ADC 采样时间和 DMA 缓冲区长度。

3. STM32 ADC + DMA 配置：手动配寄存器比 CubeMX 更可控

3.1 ADC 采样频率计算与注入通道选择

ADC 的采样频率由时钟分频、采样周期和转换周期共同决定。以 STM32F103 为例，ADC 时钟最高 14MHz（APB2 为 72MHz 时选择 6 分频），12 位分辨率下每个通道的转换时间 = 采样周期 + 12.5 个 ADC 时钟周期。采样周期寄存器可设 1.5、7.5、13.5、28.5、41.5、55.5、71.5、239.5 周期，数值越大，内部采样电容充电越充分，对高阻抗信号源越友好。

一个反直觉的结论是：示波器应用里采样周期不能一味调最小。如果将采样周期设为 1.5，理论上单通道采样率能达到约 1Msps，但如果信号源内阻较高，采样电容没充满，采集到的电压值会整体偏低，波形幅度看起来“缩水”。做 A1 信号采集时，通常会设置 ADC 工作在扫描模式或单通道连续模式，优先保证通道稳定，而不是把采样率顶到极限。常规做法是采样周期设 13.5 或 28.5，配合外部运放缓冲电路来降低信号源阻抗，实测稳定性和精度要好很多。

CubeMX 配置 ADC 固然方便，但涉及 DMA 半满/全满中断和时基联动时，生成的代码分散在多个文件里，调试时反而要来回翻。更可控的做法是直接操作寄存器，把整个初始化收敛到一个函数里。

void ADC1_DMA_Init(uint16_t *buf, uint32_t len) { /* 开启时钟 */ RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_ADC1 | RCC_APB2Periph_GPIOA, ENABLE); RCC_AHBPeriphClockCmd(RCC_AHBPeriph_DMA1, ENABLE); RCC_ADCCLKConfig(RCC_PCLK2_Div6); /* ADC 时钟 = 72MHz/6 = 12MHz */ /* PA1 模拟输入 */ GPIO_InitTypeDef gpio; gpio.GPIO_Pin = GPIO_Pin_1; gpio.GPIO_Mode = GPIO_Mode_AIN; GPIO_Init(GPIOA, &gpio); /* DMA1 通道 1 映射到 ADC1 */ DMA_InitTypeDef dma; dma.DMA_PeripheralBaseAddr = (uint32_t)&ADC1->DR; dma.DMA_MemoryBaseAddr = (uint32_t)buf; dma.DMA_DIR = DMA_DIR_PeripheralSRC; dma.DMA_BufferSize = len; dma.DMA_PeripheralInc = DMA_PeripheralInc_Disable; dma.DMA_MemoryInc = DMA_MemoryInc_Enable; dma.DMA_PeripheralDataSize = DMA_PeripheralDataSize_HalfWord; dma.DMA_MemoryDataSize = DMA_MemoryDataSize_HalfWord; dma.DMA_Mode = DMA_Mode_Circular; dma.DMA_Priority = DMA_Priority_High; dma.DMA_M2M = DMA_M2M_Disable; DMA_Init(DMA1_Channel1, &dma); /* ADC1 配置 */ ADC_InitTypeDef adc; adc.ADC_Mode = ADC_Mode_Independent; adc.ADC_ScanConvMode = DISABLE; /* 单通道，无需扫描 */ adc.ADC_ContinuousConvMode = ENABLE; /* 连续转换，配合 DMA */ adc.ADC_ExternalTrigConv = ADC_ExternalTrigConv_None; /* 软件触发 */ adc.ADC_DataAlign = ADC_DataAlign_Right; adc.ADC_NbrOfChannel = 1; ADC_Init(ADC1, &adc); /* 规则序列第 1 个通道是 A1，采样周期为 13.5 */ ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_1, 1, ADC_SampleTime_13Cycles5); ADC_DMACmd(ADC1, ENABLE); ADC_Cmd(ADC1, ENABLE); ADC_ResetCalibration(ADC1); while (ADC_GetResetCalibrationStatus(ADC1)); ADC_StartCalibration(ADC1); while (ADC_GetCalibrationStatus(ADC1)); ADC_SoftwareStartConvCmd(ADC1, ENABLE); DMA_ITConfig(DMA1_IT_HT | DMA1_IT_TC, ENABLE); }

参数说明：ADC_Mode 独立模式表示只用 ADC1，不搞双 ADC 同步；ContinuousConvMode 必须使能，因为 DMA 循环模式要求 ADC 一直转换，否则采完一轮就停；ADC_NbrOfChannel 虽然是 1，但在扫描模式关闭时意义不大，保留它是因为 ADC_Init 的结构体要求初始化。采样周期 13.5 是折中取值，适合 1kHz~100kHz 的信号测量，如果需要更高采样率可以降到 7.5，但不建议用 1.5。DMA 的 PeripheralBaseAddr 直接取&ADC1->DR，固定地址，不递增，这和内存地址递增是两回事，别搞混。

3.2 双缓冲替代单缓冲，避免画面撕裂

单缓冲区最常见的现象是：刷新波形时上半部分是上一帧的数据，下半部分是新一帧，中间有一条明显的接缝。原因是 CPU 正在读取缓冲区绘制波形的同时，DMA 已经把新数据写进来了，绘制的数据源不稳定。双缓冲的思路是准备两个大小相等的数组，DMA 交替写入，收到半满/全满中断时，CPU 只读“当前不写入”的那一半。

#define HALF_LEN 2048 uint16_t buf[2][HALF_LEN]; volatile uint8_t active_buf = 0; /* 当前 DMA 正在写入的缓冲区编号 */

在 DMA 中断里切换 active_buf，而显示线程读取buf[1 - active_buf]，数据源就是稳定的。这个方案比加锁和临界区保护简单，也不存在并发写同一块内存的问题。有一点要注意：切换 active_buf 必须放在中断里完成，如果放在主循环判断，CPU 可能读到一半，DMA 又切换了缓冲区，等于没保护。双缓冲会让 ADC 的 DMA 配置略微复杂一点，因为 DMA 的 MemoryBaseAddr 需要指向当前内存的起始地址，每次 DMA 传输完成中断时重新设置DMA_SetCurrDataCounter和内存地址。但 F103 的 DMA 在半满中断时其实已经自动把地址切到后半段了，物理地址是连续的，所以在双缓冲场景下，半满中断代表前半段完成，全满中断代表后半段完成，CPU 只需要知道哪个半段可以读。

3.3 采样率不够时怎么办：定时器触发 ADC 的模式

连续转换模式下 ADC 的采样间隔完全由时钟决定，如果想让采样率精确等于某个非整数值（比如 500kSa/s），连续模式反而不方便。换用定时器触发 ADC，可以精确控制采样时刻。TIM2 的更新事件作为 ADC 外部触发源，通过修改预分频器和自动重装值来设定频率，ADC 每次触发转换一次，和 DMA 配合也能跑满速。

/* TIM2 产生 500kHz 触发信号 */ TIM_TimeBaseInitTypeDef tim; tim.TIM_Period = 144 - 1; /* 72MHz / 500kHz = 144 */ tim.TIM_Prescaler = 0; tim.TIM_ClockDivision = 0; tim.TIM_CounterMode = TIM_CounterMode_Up; TIM_TimeBaseInit(TIM2, &tim); TIM_SelectOutputTrigger(TIM2, TIM_TRGOSource_Update); TIM_Cmd(TIM2, ENABLE);

用定时器触发后，ADC 的 ExternalTrigConv 不能再设 None，要改成ADC_ExternalTrigConv_T2_TRGO。这类细节经常是波形“时有时无”的根源——ADC 确实配置了外部触发，但定时器没使能 TRGO，结果就是不转换。定时器触发的好处是采样间隔均匀且可预测，坏处是采样率和时基联调时需要先算好定时器参数。这个模式更适合做等效时间采样，对周期性信号用随机等效时间采样，可以在低速 ADC 上还原高频重复信号。不过在入门阶段，连续模式加 DMA 已经能满足大部分需求，定时器触发作为进阶选项可以后面再加。

4. 波形显示与触发逻辑：LCD 上画出的每一帧都要“稳”

4.1 边沿触发实现与阈值归一化

触发是示波器区别于普通电压记录仪的核心功能。最简单的边沿触发实现不复杂：在 DMA 中断服务函数里扫描缓冲区，找到连续两个采样点跨过阈值且方向符合设定（上升沿或下降沿）的位置，以此作为波形绘制的起始索引。但阈值设多少，和 ADC 的量程直接相关。STM32 的 ADC 是 12 位，输入 0~3.3V 映射到 0~4095，如果用户输入的是 1.65V 的直流偏置正弦波，阈值应该设在 2048 附近，也就是 1.65V 对应代码值。

#define ADC_VREF 3.3f #define ADC_MAX 4095.0f int threshold_code = (int)(threshold_voltage * ADC_MAX / ADC_VREF);

阈值归一化这一步看似简单，但很多人在代码里写死阈值 2048，换一块基准电压不同的板子或者输入信号带直流偏置，触发就失灵了。更稳妥的做法是把阈值电压做成可调参数，通过按键步进调整，同时屏幕上显示当前阈值对应的电压值。触发源选择上，单通道示波器一般只能触发在用通道，A1 通道的触发逻辑只用一路数据就够了，不需要交叉触发。

触发点查找不要在主循环里做，否则一边找一边 DMA 还在写新数据，触发位置会漂移。正确做法是在 DMA 传输完成中断里做一轮快速扫描，找到触发点后置位标志位，把触发点索引存在全局变量里，主循环只负责消费这个索引。

void ADC_DMA_IRQHandler(void) { uint16_t *base = (active_buf == 0) ? buf[0] : buf[1]; int trig_idx = -1; if (trig_mode == TRIG_RISING) { for (int i = 1; i < HALF_LEN; i++) { if (base[i-1] < threshold_code && base[i] >= threshold_code) { trig_idx = i; break; } } } if (trig_idx >= 0) { trig_point = trig_idx; trig_flag = 1; } }

提示：触发扫描只在 DMA 中断里做一次，不要用 while 循环等待，否则高采样率下中断会持续被打断，显示任务彻底卡死。触发找不到时，trig_flag 保持复位状态，显示还是要继续刷新，只是没有参考点，这时波形会像自由滚动模式一样移动。这种“找不到触发就滚动显示”的行为是真实示波器的标准回退逻辑，建议你的实现也保留这一分支。

4.2 网格、刻度与波形的三层绘制

LCD 显示波形不建议直接在底图上画波形，那样擦除时会把网格也抹掉。规划三块内存：底色层画黑色背景，网格层画淡灰色网格和电压时间刻度，波形层画黄色或绿色波形。每次刷新只重绘波形层，网格层和数据层分离后，闪烁感会明显降低。

网格间隔的电压值由垂直档位决定。假设当前 V/div 为 1V，屏幕纵向 240 像素分成 8 格，每格 30 像素，ADC 量程 3.3V 映射过去就要做分段线性变换。

int y = LCD_HEIGHT - 1 - (adc_val * LCD_HEIGHT) / 4095;

这个映射在数学上没问题，但视觉效果偏平，因为整个量程被拉伸到了整个屏幕高度，信号一来就削顶或削底。参考真实示波器的缩放逻辑，应该把 ADC 数值映射到屏幕中间的一部分区域，比如只占用 60% 的高度，留出顶部和底部的余量，这样过载时还能看到信号被削顶的形状。显示代码里用voltage_offset和voltage_gain两个参数控制映射比例，类比示波器的垂直位移和垂直灵敏度，调起来会顺手很多。

4.3 波形刷新率与屏幕控制器带宽的取舍

用 MCU 直接驱动 LCD 时，瓶颈往往不在采样的 ADC 端，而在屏幕控制器的写数据速度。以常见 ILI9341 为例，SPI 模式写一个像素需要 16 个时钟周期，假设 SPI 时钟 40MHz，理论最大像素率约 2.5M 像素/秒。显示 320×240 分辨率的全屏波形需要 76800 像素，这意味着理论最快全屏刷新也就 30fps 左右。加上读写寄存器指令开销和清屏操作，实际能达到 15~20fps 就不错了。

既然刷新率上不去，就要在显示策略上做优化。不要在每帧画完之后做全屏清屏操作，只更新波形点所在的像素区域，或者直接往 LCD 的 GRAM 对应位置写点。开启 LCD 的窗口写模式（SetWindow），只对波形区域的矩形范围写数据，能省掉不必要的全屏传输。如果追求更高帧率，可以换用 FSMC 接口的 LCD，并配合 STM32F407 等带 FSMC 的型号，把像素写到 GRAM 的时间压缩到纳秒级，波形刷新率能到 60fps 以上。

5. 从 A1 到真实信号的调理问题：增益、偏置与阻抗匹配

5.1 无源衰减探头和输入保护电路

直接拿杜邦线接到 PA1 测信号，不是不可以，但信号源阻抗一旦超过几 kΩ，ADC 采样电容充电不足，波形幅值就会明显偏低。示波器探头的本质是 10× 无源衰减器：探头内部有个 9MΩ 电阻，示波器输入端有一个 1MΩ 电阻，两者串联分压，把输入信号衰减为原来的 1/10，同时把输入阻抗提高到 10MΩ。对 STM32 而言，10MΩ 输入阻抗是好事，因为负载效应变小；但衰减后的信号幅度也变小了，需要后级放大。这个矛盾在低频测量时可以通过运放跟随器解决，高频测量得靠专用示波器前端芯片，不是 MCU 项目能覆盖的范围。

复刻阶段建议处理两类信号：一是板载信号源（如 DAC 输出滞回比较器方波信号或正弦波），直接接 A1 即可，不需要额外衰减；二是外部信号，务必先串一个 1kΩ 保护电阻，防止误接高压烧掉 PA1 引脚。保护电路不用多复杂，一个电阻加两个反向并联二极管（钳位到 VCC 和 GND）就能挡住绝大多数误操作。

/* A1 前端经典保护结构 */ R1: 1kΩ 串接在信号源与 PA1 之间 D1: 1N4148 阳极接 GND，阴极接 PA1 D2: 1N4148 阳极接 PA1，阴极接 VCC

提示：如果你测的信号本身带有直流偏置，比如音频功放输出端，建议先并联一个 10μF 电容做隔直，再把交流分量送入 MCU。STM32 的 ADC 不支持负压输入，交流信号如果没有直流偏置，负半周会被砍掉，显示波形会变成只有上半边的畸变信号，这不是程序 bug，是前端电路没做对。

5.2 偏置调节与档位切换的软件联动

真实示波器面板上 V/div 旋钮不是纯模拟电路控制，而是通过改变 ADC 前端 PGA 增益实现的。MCU 示波器没法直接用 PGA，但可以把 V/div 映射成两组参数：一组是软件增益，另一组是显示缩放比例。

typedef struct { float v_per_div; float gain; /* 软件放大倍数 */ int y_offset; /* 屏幕纵向偏移 */ } vol_scale_t; vol_scale_t vol_table[] = { {0.1f, 32.0f, 100}, {0.2f, 16.0f, 100}, {0.5f, 6.4f, 100}, {1.0f, 3.2f, 100}, {2.0f, 1.6f, 100}, };

如果 12 位 ADC 的满量程是 3.3V，设置 V/div 为 1V 时，8 格高度对应 8V，远超量程，波形必然削顶。此时软件增益应调到 0.4 左右，让 3.3V 信号被缩到 3 格高度，留下裕量。这个缩放流程不需要重新配置 ADC，只需在显示映射时乘上 gain 即可。要注意的是，软件放大会让噪声同时放大，所以增益调高后建议在 ADC 转换结果上多采几轮求平均，或者加一个滑动平均滤波，单独靠显示层的平滑滤镜治标不治本。

5.3 输入耦合模式：DC/AC 切换在 MCU 端怎么做

示波器的 AC 耦合是硬件实现的，在信号路径上串联一个电容，滤掉直流分量。MCU 端没有硬件 AC 耦合开关，但可以通过软件处理等效实现：采样一组完整波形后，先计算整帧的平均值，然后每个采样点减去这个直流分量，等价于 AC 耦合效果。这个方法的前提是信号帧要大于基波周期的整数倍，否则平均值里包含的直流分量估算不准，通常采集 10 个周期以上的数据再做均值，效果才稳定。

uint32_t sum = 0; for (int i = 0; i < HALF_LEN; i++) { sum += base[i]; } int dc_component = sum / HALF_LEN; for (int i = 0; i < HALF_LEN; i++) { int ac_val = (int)base[i] - dc_component; if (ac_val < 0) ac_val += 4095; /* 取模还原到 ADC 量程范围 */ display_buf[i] = (uint16_t)ac_val; }

这段代码的适用边界要知道：它只能处理直流分量比较稳定的信号。如果输入信号的直流偏置本身在缓慢漂移，单帧均值没法跟踪变化，波形会持续上下移动。这种情况在真实示波器里靠硬件 AC 耦合电容时间常数解决，MCU 方案里可以用高通滤波代替均值消除，用一阶 IIR 高通y[n] = α * (y[n-1] + x[n] - x[n-1])，α 取 0.9 左右。两种方式各有适用场景，均值法计算简单显示稳定，IIR 法实时性更好。实现时建议做成切换项，按键在 DC/AC 耦合之间切换。

6. 把 A1 通道的波形同时送到串口和 LCD，做一个带数据回放的最小系统

6.1 串口波形输出的帧格式与上位机对接

LCD 是给人看的，串口是给机器用的。把 ADC 原始数据通过串口发到 PC 端，再用通用串口绘图工具或 Python 脚本画出来，很多调试场景比盯 LCD 更高效。串口输出的核心问题是格式：不要一次发 4096 个二进制字节，这样在串口助手里根本没法读，也不要发带太多文本说明的字符串，解析效率太低。推荐用 CSV 帧格式，一行 128 个点，带帧头标识。

void send_frame(uint16_t *data, uint16_t len) { printf("FRAME:%d:", len); for (uint16_t i = 0; i < len; i++) { printf("%d%s", data[i], (i % 16 == 15) ? "\n" : ","); } }

帧头FRAME:方便上位机做识别，len让解析器知道每帧要读多少个数。逗号分隔和换行分隔混用是为了兼顾人工可读性和解析效率，16 个数据一行，在串口终端和 Python 的split()两套解析流程中都能流畅工作。波特率推荐 921600，普通 115200 在 100kSa/s 采样率下会严重丢包，串口会成为整个系统的速度瓶颈。

Python 端解析也不复杂，用pyserial读串口，遇到FRAME:头开始累积数据，读到指定长度后调用 matplotlib 绘制。关键技巧是 matplotlib 的刷新方式不要用plt.plot每次重新创建对象，应该先创建line对象，然后set_ydata更新数据，配合plt.pause(0.001)做交互模式刷新，否则窗口卡死，还要保留plt.cla()才会更新。这个链路里没用到任何网络服务，纯粹是串口直连，在任何操作系统上都能复现，通用性和可调试性都不错。

6.2 双通道扩展：把 A1 和 A2 做交替采样同时显示两路波形

单通道示波器做完之后，扩展双通道是很自然的下一步。STM32 的 ADC 规则组是多通道的，可以在扫描模式里配置两个通道，A1 和 A2，DMA 直接循环搬运两个通道的交替数据。这样做不增加硬件成本，显示层也只是把同一套绘制函数调用两次。

双通道模式需要注意内存组织方式：DMA 搬运的结果是[CH1, CH2, CH1, CH2, ...]交替排列，解析时要按步长 2 抽取，不能当作连续单通道数据去显示。

for (int i = 0; i < HALF_LEN; i++) { ch1_disp[i] = dma_buf[i * 2]; ch2_disp[i] = dma_buf[i * 2 + 1]; }

交替采样模式下，两个通道的实际采样率各减半。假设 ADC 定时器触发频率仍为 1MHz，每个通道只能分到 500kSa/s，显示带宽相应下降，这个要在界面上明确提示，不然用户看到两个通道波形幅值都对就是频率不对会感到困惑。通道间要设置一定的采样间隔，防止两个通道复用同一个采样电容时出现串扰，一般至少间隔 2 个 ADC 时钟周期，扫描模式下硬件会自动处理，但在时序要求苛刻的场合还是要在初始化里显式设置。

探索者开发板也可以用 ADC1 的注入组分别配置两个不同的采样周期，来实现不同带宽需求的两路采集。注入组通道单独配置采样时间，规则组负责显示波形，注入组可以用来做触发通道或峰值检测，不必参与主显示。

6.3 如何验证显示和采样是否同步：一个 1kHz 方波自测流程

项目完成后，如何确认采样显示链路没有隐藏 bug？最好的自测信号是方波，因为方波的边沿陡峭，时间轴上的偏差一眼就能看出来。把 PA1 接到正点原子板载 DAC 或定时器输出的 1kHz 方波，设置时基为 0.5ms/div，触发方式为上升沿，观察波形显示是否稳定不动。

验证分三步。第一步：调节触发阈值到方波幅值一半左右，波形应该锁定，水平方向不滚动，如果滚动说明触发没找到或阈值超出范围。第二步：测试触发电平在波形的顶部和底部之间移动，显示波形会左右平移，这是正常的，预触发深度越小，平移越明显。第三步：缓慢改变输入信号的频率，每改一次等 2 秒，看波形是否稳定在屏幕上。如果频率改变了波形仍然完全重合，说明触发逻辑或等效采样有问题；如果波形横向伸缩范围同实际频率变化相符，链路就通了。

最后可以测试一个极端情况：把信号频率提升到 100kHz，ADC 采样率设到 1Msps，一个周期只能采 10 个点，波形看起来会明显“多边形化”，此时关注的不再是显示平滑度，而是触发点的位置是否始终保持一致。能稳定触发在高频欠采样条件下，说明整条信号链路的时序没有大的漂移。后续需要提升显示质量，可以叠加正弦插值或线性插值，不过这已经超出了采集显示的基础范畴，属于显示算法优化层面。你可以先在现有骨架上把这条链路跑通，再决定要不要加入 FFT 频谱显示或滚屏模式。

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