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简介：本资源是一份面向射频工程师与微波电路设计学习者的专业级ADS工程文件包，聚焦宽带高效非对称连续J/F-1模式Doherty功率放大器的完整实现，解决5G/6G基站及多频段通信系统中高效率、宽频带功率放大器的设计落地难题。压缩包共409个文件，总大小18.48MB，涵盖ADS核心设计文件（47个.ds仿真脚本、41个.tag参数模板、34个.oa版图单元）、仿真配置（18个.dds优化设置、11个.cfg控制参数）、辅助文档（17个.txt说明、8个.atf工艺文件）及大量中间数据与日志文件，完整呈现从理论建模、谐波平衡仿真、负载调制网络优化到物理版图布局的全流程。已有247人学习下载，资源结构高度工程化，workspace.ads与adslibconfig等顶层文件清晰组织项目层级，itemdef.ael等可复用模块便于二次开发与参数化迭代，是深入理解先进Doherty架构与ADS高频设计实践的优质参考范例。

1. 项目背景与Doherty功放的核心价值

最近在整理手头的射频项目，翻到了一个去年年底完成的宽带高效非对称连续J/F-1模式Doherty功率放大器设计。这个项目当时是为了验证一套新的设计方法学，从理论推导、ADS仿真到最终的版图实现，踩了不少坑，也收获了很多在教科书和论文里找不到的实战经验。今天正好借着这个机会，把整个设计流程、核心的仿真技巧，以及如何利用ADS这个强大的工具链来高效完成一个复杂功放设计的思路，系统地梳理一遍。

对于射频工程师，尤其是从事基站、卫星通信或者前沿无线技术研发的朋友来说，Doherty功率放大器（DPA）绝对是一个绕不开的话题。它的核心价值在于，能够显著提升功放在实际通信信号（如OFDM）这种具有高峰均比（PAPR）特性下的平均效率。简单来说，传统功放在回退功率区（即输出功率低于饱和点时）效率会急剧下降，而Doherty结构通过主、辅两只放大器（或称为载波放大器和峰值放大器）的协同工作，巧妙地“拓宽”了高效率区域。我们这次设计的“非对称连续J/F-1模式”版本，可以看作是经典Doherty结构的一个高阶变种，目标是在更宽的频带内，实现比传统对称Doherty更高的效率和更好的线性度潜力。

为什么是“非对称”？因为在实际设计中，主、辅放大器的功率容量、偏置点甚至工作模式都可以不同，这为我们优化效率、带宽和线性度提供了更多的自由度。而“连续J/F-1模式”则是指功放晶体管的工作模式，它允许晶体管在较宽的频率范围内维持接近理论最优的效率特性，是实现宽带高性能的关键。将这两者结合，再配上ADS（Advanced Design System）这样专业的仿真平台，就能在投入昂贵的流片或制板费用之前，把绝大多数问题在软件环境中解决掉。接下来，我就从最开始的架构选择说起，带你一步步还原这个设计的完整过程。

2. 架构深潜：非对称连续J/F-1模式DPA的设计哲学

当我们决定要设计一个宽带高效功放时，摆在面前的第一道选择题就是架构。为什么最终选择了非对称连续J/F-1模式Doherty？这背后是一连串的权衡与取舍。

首先，得理解“连续模式”的含义。传统的功率放大器设计，比如Class A, AB, B, F等，其输出匹配网络通常是针对单一频点或窄带进行优化的。晶体管在最佳负载阻抗下工作，效率最高。但一旦频率偏移，负载阻抗变化，效率就会迅速恶化。“连续模式”（如连续Class-F， 连续Class-J等）的提出，就是为了解决这个问题。它通过设计输出匹配网络，使得晶体管看到的基波和二次谐波阻抗，能够随着频率在一个特定的轨迹上连续变化。在这个轨迹上，晶体管虽然不能在每个频点都达到绝对的理论峰值效率（比如Class-F的100%），但却能在整个频带内维持一个相对较高且平坦的效率特性。J/F-1模式是连续模式家族中的一员，它通过特定的谐波阻抗关系，在实现高效率的同时，对波形的要求（如电压电流波形）比纯Class-F更宽松，在实际设计中更容易实现，特别是使用GaN HEMT这类器件时。

那么，“非对称”又体现在哪里？在经典Doherty功放中，主放大器和峰值放大器通常使用相同的晶体管，工作在相同的偏置点（如Class AB），只是峰值放大器在低功率时关闭。这种对称设计简单，但在追求极致带宽和效率时显得力不从心。非对称设计打破了这一限制：

1. 功率比非对称：主、辅放大器的功率容量可以不同，例如主辅功率比为1:2、1:1.5等。这直接影响着Doherty的回退深度和效率轮廓。对于高峰均比信号，更大的峰值放大器功率容量可以更好地支撑信号峰值，优化平均效率。
2. 工作模式非对称：主放大器可以工作在连续J模式以保证良好的线性度和效率，而峰值放大器可以工作在深度AB类甚至C类，以追求更高的饱和效率。或者，两者都采用连续模式，但具体模式参数（如谐波阻抗）可以独立优化。
3. 偏置非对称：两者的栅极偏置电压可以独立设置，以精确控制其开启阈值和跨导特性。

选择非对称连续J/F-1模式DPA，目标非常明确：在宽频带内（比如我们目标可能是20%的相对带宽），同时实现高的饱和功率、高的饱和效率，以及在6dB甚至更深的回退点处依然保持可观的效率。这需要ADS仿真从最基础的晶体管模型特性分析开始，一步步构建整个系统。

3. ADS工程实战：从模型库导入到原理图搭建

理论再完美，也得落地到仿真。Keysight ADS是完成这个任务的不二之选。整个ADS工程文件的组织非常关键，清晰的层级和规范的命名能为后续调试节省大量时间。

3.1 器件模型准备与ATF54143的启示

设计的第一步是获得准确可靠的晶体管模型。虽然我们的标题项目可能使用了更先进的GaN或LDMOS器件，但热词中提到的“atfs4143模型库导入ads”是一个非常典型且重要的步骤。ATF54143是一款常用的低噪声砷化镓FET，很多厂商会提供其SPICE模型或ADS专属的模型文件（.zap, .dml等）。

导入模型库的过程本身不复杂：在ADS的菜单栏选择Design Kit->Install Design Kit，然后指向模型文件所在目录。但这里有一个至关重要的“坑”：务必确认模型文件的版本与你的ADS软件版本兼容。不兼容的模型库可能导致仿真无法进行，或更隐蔽地——给出错误的结果。我曾经遇到过因为模型库版本老旧，导致负载牵引（Load Pull）仿真结果严重偏离数据手册的情况。导入后，你可以在元件面板的“Devices”或“FET”类别下找到对应的晶体管元件。

对于功放设计，我们更常使用的是厂商提供的非线性模型，例如Cree (Wolfspeed) GaN HEMT的Angelov模型，或Qorvo的EEHEMT模型。这些模型通常以.lib或.dml形式提供，需要在ADS中通过DAC（Design Access Component）组件来调用，并正确设置模型路径和参数。一个核心经验是：在开始任何复杂电路仿真前，先用最简单的测试电路（如共源放大）验证一下晶体管的基本DC特性和S参数，与数据手册进行粗略比对。这能及早发现模型是否存在明显问题。

3.2 核心仿真控件与设计流程搭建

在ADS中设计一个DPA，会频繁用到以下几类仿真控制器和设计向导：

1. 直流仿真（DC Simulation）：确定晶体管的静态工作点（Q点）。这是所有工作的基础。你需要扫描栅极电压Vgs，观察漏极电流Id。对于连续模式设计，我们通常将主放大器偏置在Class AB（有较小的静态电流），峰值放大器偏置在Class C（栅压低于阈值电压，零静态电流）。
2. 谐波平衡仿真（Harmonic Balance, HB）：这是非线性电路分析的核心。DPA的大信号性能，如输出功率、效率、增益压缩、谐波分量，全靠HB仿真。你需要设置正确的基波频率、谐波次数、输入功率扫描范围等。

   注意：HB仿真对初始值和收敛性非常敏感。如果仿真不收敛，可以尝试调整“Max Iterations”（最大迭代次数）、“Restart”（重启次数），或者为节点电压设置一个合理的初始估计值（使用Node Initial Guess组件）。

3. 负载牵引/源牵引仿真（Load Pull / Source Pull）：这是功放匹配网络设计的“导航仪”。通过系统性地改变晶体管输出端（或输入端）的负载阻抗，并观察输出功率、效率等参数的变化，我们可以绘制出等功率圆和等效率圆。最优负载阻抗（对于最大输出功率或最高效率）就从这些圆的中心或交集中寻找。ADS的“Load Pull Source Pull Wizard”可以极大地简化这个流程。
4. 电路包络仿真（Circuit Envelope）：当你需要评估功放对复杂调制信号（如5G NR信号）的响应时，HB就力不从心了。电路包络仿真可以高效地分析宽带调制信号通过非线性系统后的频谱再生（如ACLR）和时域波形变化，是评估线性度的关键工具。
5. 优化与调谐（Optimization & Tuning）：匹配网络的元件值（电感、电容、微带线长度宽度）不可能一蹴而就。ADS的优化器允许你设定目标（如最大化输出功率、效率，或匹配到某个阻抗点），然后自动调整变量以逼近目标。调谐功能则允许你手动滑动元件值，实时观察性能变化，非常直观。

一个高效的ADS工程，通常会为每个关键步骤建立独立的子电路（Subnetwork）或设计页面（Schematic）。例如：

• DC_Bias：直流偏置电路。
• Main_Amp_LoadPull：主放大器负载牵引分析。
• Peak_Amp_LoadPull：峰值放大器负载牵引分析。
• Output_Combining_Network：Doherty输出合路网络（通常包含阻抗变换线）。
• Input_Splitter：输入分配合相网络。
• Full_DPA_Circuit：完整的DPA原理图，用于整体性能仿真。

4. 关键设计步骤详解：从负载牵引到合路网络

有了清晰的仿真框架，我们就可以开始实质性的设计了。这个过程是迭代的，但大体遵循以下顺序。

4.1 确定晶体管工作模式与最优阻抗

对于连续J/F-1模式，我们需要知道晶体管在目标频带内，为了实现该模式，其基波阻抗（Z_f1）和二次谐波阻抗（Z_f2）应该满足什么条件。这些条件通常可以从文献或理论推导中获得，表现为史密斯圆图上的一条阻抗轨迹。

实际操作中，我们首先在预期的中心频率对单个晶体管进行负载牵引仿真。仿真时，固定输入匹配（通常先共轭匹配到50欧姆），在输出端扫描一片阻抗区域。我们会得到两组等高线图：一组是等输出功率圆（通常追求饱和功率附近的点），另一组是等漏极效率（DE）或功率附加效率（PAE）圆。

这里有一个重要的抉择点：你是优先追求饱和功率，还是饱和效率？对于基站功放，饱和功率往往有硬性指标，所以通常会先在等功率圆簇中找到最大输出功率点（通常位于圆簇中心附近），记下该点的阻抗Z_opt_Pmax。然后观察该点附近的效率是否可接受。如果效率太低，可能需要稍微牺牲一点功率，向高效率圆区域移动，找到一个平衡点Z_opt_compromise。这个平衡点，就是我们初步选定的基波负载阻抗目标。

对于二次谐波阻抗，连续J/F-1模式通常要求Z_f2处于史密斯圆图的某个特定区域（例如短路或开路附近的一个小区域）。在ADS中进行谐波平衡仿真时，我们可以设置谐波次数为2或更高，并在仿真结果中直接观察二次谐波负载阻抗对效率的影响。一个实用的技巧是：在负载牵引设置中，可以固定基波阻抗为初步选定的Z_opt，然后单独扫描二次谐波阻抗，观察效率的变化，从而找到Z_f2的最佳区域。

4.2 设计输出匹配网络（OMN）

获得基波和二次谐波的目标阻抗后，下一步就是设计输出匹配网络，将50欧姆的系统阻抗变换到晶体管漏极所需的Z_opt，同时满足二次谐波的处理要求。对于连续模式宽带设计，这个网络通常是一个低通或带通结构，并有意地控制其谐波终端特性。

常用的结构包括：

• 多节阻抗变换器：如切比雪夫或渐变线变换器，用于实现宽带的基波阻抗变换。
• 谐波控制网络：在匹配网络中串联或并联一段针对二次谐波的四分之一波长线（在中心频率处），使其在二次谐波频率呈现短路或开路。或者使用LC谐振电路来对谐波进行陷波或终端。

在ADS中，你可以先用“TLIN”（理想传输线）和“C”、“L”等理想元件搭建初始电路。然后利用“Smith Chart Matching”工具进行初步综合。更高效的方法是使用“DA_SSMatch”或“DA_Filter”等ADS内置的智能组件，它们可以根据你设定的阻抗目标和带宽，自动生成匹配网络拓扑和初始值。

网络初步成型后，必须进行宽带验证。在HB仿真中，扫描频率范围（覆盖你设计的整个带宽），观察在整个频带内，晶体管漏极看到的基波阻抗是否始终落在你通过负载牵引确定的高效率/高功率区域内（这个区域在史密斯圆图上通常是一个小圆或椭圆）。同时，观察二次谐波阻抗是否也维持在要求的区域附近。如果偏离严重，就需要回头调整匹配网络的结构或元件值。

4.3 构建Doherty输出合路网络

这是Doherty功放的灵魂所在。经典Doherty合路网络包含两部分：

1. 阻抗逆变线：连接在主放大器输出端，通常是一段特性阻抗为Z0、电长度为90度（在中心频率）的传输线。它的作用是将主放大器看到的负载阻抗随功率变化的特性进行“旋转”，使得在主放大器饱和前，其负载阻抗能自动调节以维持高效率。
2. 功率合成点：主放大器通过阻抗逆变线，与峰值放大器的输出直接并联在一起，共同驱动负载阻抗R_L（通常为50欧姆）。

对于非对称设计，阻抗逆变线的特性阻抗Z0需要重新计算。公式与主辅放大器的功率比α（α = 峰值功率 / 主放大器功率）有关。假设系统负载为R_L，那么Z0 = R_L / α。例如，如果采用1:2的非对称设计（α=2），R_L=50Ω，则Z0=25Ω。这段四分之一波长线在实际实现时，可能需要用更高特性阻抗的微带线通过并联电容等方式来实现较低的Z0值。

在ADS中搭建合路网络时，你需要将之前分别设计好的主放大器OMN和峰值放大器OMN，通过这段阻抗逆变线（用TLIN模拟）连接起来，并在合成点并联。这里有一个必须仿真的关键环节：Doherty行为验证。你需要搭建一个测试电路，其中主放大器偏置在AB类，峰值放大器偏置在C类。然后进行输入功率扫描（Pin Sweep）。在仿真结果中，你需要重点关注：

• 主放大器电流：随着输入功率增加，在主放大器接近饱和时，峰值放大器是否刚好开启并开始提供电流？
• 负载调制：观察主放大器漏极的等效负载阻抗（可以通过电压电流计算）是否随着功率增加，从高阻态（峰值管关闭时）向低阻态（峰值管开启后）平滑过渡？这个调制过程直接决定了回退效率。
• 整体效率曲线：绘制漏极效率（DE）或PAE随输出功率变化的曲线。理想的Doherty曲线应该在饱和点有一个效率峰值，在6dB回退点附近有另一个凸起的效率峰值。如果第二个峰值不明显或位置不对，说明合路网络参数（主要是Z0和电长度）需要调整。

4.4 输入分配合相网络设计

输入网络的任务有两个：一是将输入信号按一定的幅度和相位关系分配给主、辅放大器；二是分别实现两个放大器的输入共轭匹配，以获得良好的增益和输入回波损耗（S11）。

幅度分配通常由功率比决定。对于非对称DPA，输入信号的功率分配也应该是非对称的，以确保两只放大器能同时达到饱和。例如，对于1:2的功率比，输入到峰值放大器的功率应该比主放大器高大约3dB。

相位补偿至关重要。由于输出合路网络中的阻抗逆变线会引入90度的相移，为了在合成点实现同相叠加，必须在输入网络中对主放大器或峰值放大器的路径进行额外的90度相位补偿。通常，我们让主放大器路径的输入匹配网络额外引入90度延迟，而峰值放大器路径保持0度，这样两者在输出合成时相位才能对齐。

在ADS中，你可以使用“SPLITTER”或“COUPLER”元件进行功率分配，然后用TLIN或集总元件网络来分别实现两路的输入匹配和相位补偿。设计完成后，需要对完整的DPA电路进行S参数仿真，确保在整个工作频带内，输入反射（S11）良好（例如<-10dB），并且两路增益平衡。

5. 性能优化、版图实现与实测考量

当原理图仿真达到预期指标后，工作只完成了一半。接下来是更贴近实际的协同仿真（Co-Simulation）和版图（Layout）设计。

5.1 电磁协同仿真与版图效应

原理图中的微带线模型（MLIN,MTEE等）是理想的。实际PCB或陶瓷基板上的传输线存在损耗、不连续性（弯折、T型结）、寄生耦合以及表面波效应。这些“版图效应”会显著改变电路的性能，特别是在毫米波频段。

ADS的Momentum或EMPro3D电磁仿真器可以解决这个问题。流程是：

1. 在原理图设计完成后，生成版图（Layout）。
2. 在版图界面中，仔细检查并确保所有传输线的宽度、长度、间距符合设计规则。对关键电路部分（如匹配网络、合路节点）进行端口设置。
3. 提交这部分版图进行电磁仿真。仿真完成后，会生成一个S参数模型（.sNp文件）。
4. 回到原理图，用这个S参数模型（SNP元件）替换掉原来理想的传输线子电路。
5. 再次进行谐波平衡等电路仿真。这个过程就是“电磁协同仿真”。

第一次做协同仿真时，结果很可能会“崩掉”——效率下降、频率偏移、匹配恶化。常见原因包括：版图中的T型结引入了额外的寄生电抗；微带线间的耦合改变了阻抗；接地过孔（Via）的寄生电感不可忽略。这时就需要根据EM仿真结果反推问题，修改原理图（例如微调匹配元件值或线长），再更新版图，重新进行EM仿真。这是一个迭代过程，通常需要3-5个来回才能收敛到可接受的结果。

5.2 稳定性与热考虑

一个容易在仿真中被忽略，但在实际中会致命的问题是振荡。射频功率放大器，尤其是使用高增益GaN HEMT的功放，非常容易在带内或带外产生振荡。在ADS中，必须进行稳定性分析（Stability Analysis）。

• 在偏置点进行小信号稳定性分析（K因子和Δ因子）。确保在所有频段（从DC到远高于工作频率）K>1且Δ<1。如果不稳定，需要在输入或输出端添加镇流电阻或RC稳定网络。
• 大信号稳定性分析更复杂，但可以通过在HB仿真中观察是否有不期望的频谱分量，或者使用“Oscillation Test”功能来辅助判断。

另一个实际问题是热效应。晶体管结温升高会导致阈值电压漂移、跨导下降、效率降低。在ADS中，可以使用热模型（如果器件模型支持）来模拟自热效应。更实际的做法是，在仿真得到的功耗基础上，进行简单的热阻计算，估算结温升。在设计PCB版图时，必须为功率晶体管预留足够的散热面积，并考虑使用导热硅脂、金属基板甚至主动散热。

5.3 从仿真到实测的桥梁

即使经过完美的协同仿真，第一次上电测试也难免遇到问题。仿真与实测的差距可能来源于：

• 器件模型的误差：模型无法完全覆盖所有工艺角和温度变化。
• 无源元件模型误差：片式电容、电感的寄生参数（ESR， ESL）在高频下影响显著。
• 装配误差：焊接引入的寄生电感、电容，以及微带线加工的公差。

因此，在版图设计时就要为调试留有余地：

• 加入调谐元件：在关键匹配位置预留可焊接不同容值电容的焊盘，或设计可切割的微带线（Meander Line）来调整长度。
• 增加测试点：在输入、输出以及重要的内部节点（如主、辅放大器漏极）预留接地-信号-接地（GSG）的射频测试点，方便用探头进行在片（On-Wafer）或板上测量。
• 分模块测试：如果可能，先将输入匹配网络、输出匹配网络作为独立单元进行S参数测试，验证其性能是否与仿真吻合。

最后，驱动一个非对称Doherty功放需要精密的偏置时序控制。通常需要确保主放大器的栅极偏置先上电，峰值放大器的栅极偏置后上电，以避免瞬态电流冲击。这部分逻辑可以通过简单的RC延迟电路或专用的偏置时序芯片来实现。

整个设计流程，从架构选择、ADS仿真、版图实现到实测调试，是一个充满挑战但也极具成就感的系统工程。这个“宽带高效非对称连续J/F-1模式Doherty功率放大器”的ADS工程，不仅仅是一堆仿真文件，它完整地承载了一套针对高性能射频功放的设计方法论。每一次参数调整，每一次仿真迭代，都是对理论理解的深化和对工程细节的把握。希望这次梳理，能为你下次面对类似设计任务时，提供一条清晰的路径和一堆可避开的“坑”。

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