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简介：面向电源设计与PCB硬件工程师的Altium Designer工程资源，围绕TPS54160加共模电感实现±15V双输出电源展开，涵盖从原理图到封装库的完整设计链路，适合需要快速参考或复用该拓扑的电子爱好者、硬件工程师及电源方向学生。压缩包共5个文件，包含原理图（SchDoc）、PCB设计文件（PcbDoc）及预览文件、PCB封装库（PcbLib）等，整体仅888KB，结构紧凑。从内容预览看，工程包含TPS54160测试板相关的原理图、PCB和封装库，读者可直接在Altium Designer中打开查看布局布线，学习如何配合共模电感设计双路电源的±15V输出，理解电感选型、地平面处理与散热设计要点，并复用封装进行二次开发。目前已有940人学习下载，适合作为电源设计入门到进阶的参考样例。

1. 为什么最后选了双TPS54160方案

1.1 负载需求与输入条件

做一块工控模拟量采集板，板上的运放和ADC需要±15V供电，输入来自24V工业母线。算了一下总电流：运放正负轨各约80mA，ADC模拟供电十几毫安，再加传感器激励预留，正负路各按0.3A负载设计。这个电流等级说大不大，但用LDO从高压直接线性降到15V会白白烧掉一大半功率，用一体式DCDC模块又贵又占空间，最合适的就是自己用两颗DCDC芯片搭。项目名里的“TPS54160加共模电感实现±15V双输出电源AD设计硬件原理PCB+封装库.zip”，说的就是这套东西：一颗TPS54160输出+15V，另一颗接成反相Buck-Boost输出-15V，输入端串一颗共模电感压EMI，整个工程在Altium Designer里完成。

1.2 拓扑怎么选：反激、电荷泵还是双DCDC

一开始我盘过三个方案。一是反激变压器，主输出+15V、辅助绕组出-15V，理论上效率高、还能隔离，但反激的变压器设计、环路补偿和PCB安规间距都麻烦，打样周期长，后面还要调漏感尖峰，对整个项目来说太重了。二是Buck加电荷泵反压，空载波形还行，一带负载输出纹波就失控，负载调整率也不好看，只适合几十毫安以内的电流。三就是两颗DCDC，正压通道用标准Buck，负压通道把同一颗芯片接成反相Buck-Boost，元器件种类少、调试相互影响小。

相比之下双DCDC方案最踏实。正负两路都是独立的电压环路，负载突变时不会互相串扰，而且TPS54160的宽输入范围让这套电源既能吃24V母线，也能直接吃48V，后面项目复用时不用改板子。

1.3 TPS54160打动我的几个点

TPS54160的几个参数正好卡在需求上：输入电压范围3.5V到60V，工控环境里常见的24V、48V都能直接接；芯片内部集成高边MOS，省掉外置驱动电路；开关频率可以通过一颗电阻在100kHz到2.5MHz之间设定，能灵活避开系统里的敏感频段；轻载时进入ECO模式，待机功耗做得比较低。芯片自身带热关断、逐周期限流和过压保护，电源这种一旦出问题就是大事故的模块，保护功能齐全很重要。

还有一点是这个芯片做负压输出有官方依据，数据手册里专门有一节讲inverted supply的应用，照着接不会走太多弯路。正压通道就是标准Buck，负压通道用同一个芯片做反相Buck-Boost，元器件的型号清单也能压缩不少。

2. 负压通道反相Buck-Boost的设计要点

2.1 反相Buck-Boost的工作原理

负压通道的原理，本质上是把TPS54160的SW开关节点外接一个电感和一个续流二极管，把输出电容的极性反着接。开关管导通时，输入电压给电感储能，电流路径是输入正极、高边MOS、电感、负载回路；开关管关断时，电感电流不能突变，续流二极管从地侧把电流拉过来，持续向输出电容和负载供电。因为输出电容的参考端接到系统GND，而电感另一端的电位被二极管钳在负值，所以最终在输出端得到的是相对于GND的负电压。

这个拓扑和标准Buck最大的区别在于：Buck的输出电流能力等于电感平均电流，而反相Buck-Boost的输出电流能力要打折扣，因为电感电流既要给输出供能，又要处理输入到输出的能量搬移。设计负载0.3A时，如果占空比是0.385，电感平均电流大概是0.3除以0.615，约0.49A，峰值电流还要再加上纹波电流的一半，所以芯片的1.5A规格在这个负载下留足了余量。

2.2 关键参数计算：占空比、电感和反馈电阻

输入24V、输出-15V、开关频率取600kHz，占空比按反相Buck-Boost的公式算：D等于输出电压绝对值除以输入电压加输出电压绝对值，也就是15除以39，约0.385。电感量按纹波电流控制在平均电流的40%左右来取，计算结果是68μH比较合适，对应的纹波电流约0.23A。实际选的是功率电感，饱和电流按1.5A以上选，确保在峰值电流附近电感量不会掉太多。

反馈电阻的分压关系也要按负压重新理一遍。TPS54160的反馈基准是0.8V，我的接法是上分压电阻从反馈引脚接到负压输出端，下分压电阻从反馈引脚接到GND，这样负压值通过分压折算到FB脚。取上分压121k、下分压6.8k，得到的反馈电压约0.8V，正好落在基准附近。

输出电容选的是22μF陶瓷电容加100μF电解电容并联。反相Buck-Boost的输出纹波主要靠电容的ESR和容量来压，陶瓷电容负责高频分量，电解电容负责低频瞬态，两路并联之后的纹波实测在30mV以内。

2.3 负压通道的实测表现与注意事项

实测负压通道带0.3A负载时效率大约85%，比正压通道的Buck效率低几个点，这是反相拓扑的固有代价，可以接受。负载从空载切换到满载时，负压输出有约50mV的跌落，恢复时间大概两百微秒，对模拟前端来说够用。

这里有个容易忽略的点：负压通道的启动时序。如果正压已经建立而负压还没起来，板子上某些双电源运放会进入闩锁或者输出不定的状态。我在设计里给负压通道的EN引脚单独设了UVLO，让输入电压升到18V以上才开始工作，同时靠RC延时电路让负压通道比正压通道晚一点启动，实际测试没有出现运放异常。

3. 共模电感对EMI的抑制与选型实测

3.1 共模电感解决的是哪一类EMI问题

开关电源的SW节点有快速变化的dv/dt，这个电压变化会通过MOSFET的寄生电容、电感的寄生电容以及PCB走线对地的寄生电容形成共模电流，共模电流沿着电源线往外跑，就成了传导发射的主要来源。普通的差模滤波电感对共模噪声无能为力，因为差模电感对同方向的电流不敏感，所以需要在电源入口处加共模电感，它对差模电流呈现低阻抗，对共模电流呈现高阻抗，从而把开关噪声挡在系统内部。

实际做传导测试时，如果不加共模电感，24V输入线上在600kHz到3MHz频段会冒出一串谐波，每个频率点都往上刺。加了共模电感之后，3MHz附近的尖峰能压下去十几dB，效果非常直观。如果系统有保护地，还可以在共模电感两侧各加一颗2.2nF的Y电容连到机壳地，把共模电流引回地而不是顺着线缆跑出去。

3.2 选型看额定电流、DCR和阻抗

共模电感的选型主要看三个参数：额定电流、直流电阻DCR和阻抗曲线。额定电流要按输入侧的总电流叠加来算，正压通道0.3A负载时输入电流约0.42A，负压通道约0.22A，加起来不到0.7A，我选的是1A规格，留了余量。DCR尽量低，压降和发热都更小，这颗选下来是80mΩ左右，满载时压降几十毫伏，可以忽略。阻抗方面看100MHz下的标称值，600到1000Ω是常见选择，太低了滤波效果不够，太高了往往意味着绕组匝数多、寄生电容大，高频反而漏过去。

共模电感的漏感也有点用。因为两个绕组绕制不完全对称，会形成一定的差模电感，约为标称电感量的1%到2%，相当于给输入端额外加了一只小差模电感，所以我在输入端没有再单独放差模电感，整体EMI滤波电路很紧凑。

3.3 实测频谱与布局位置的配合

第一次打样时我把共模电感放在离TPS54160很近的位置，结果传导发射反而没有降多少。后来才发现是位置的问题：共模电感离开关节点太近，开关噪声直接通过空间耦合到电感绕组上，滤波器成了噪声接收器。改版后把共模电感移到输入连接器旁边，中间用完整地平面隔开，远离SW节点和电感，再测频谱就干净了。

另外要注意共模电感下方的铺地处理。我习惯在它下面保留完整地平面，让参考面连续，避免差模回路面积被拉大。如果后续遇到更高的频点超标，可以再尝试把下方的铜挖空对比一下，这属于需要实测验证的调整项，不是绝对的规则。

4. Altium Designer工程落地：封装库、多Part与Variant

4.1 工程包里封装库的组织方式

这个工程打包后里面是完整的Altium Designer工程，包含原理图、PCB和封装库。封装库我用了集成库IntLib的做法，把原理图符号、PCB封装和3D模型绑在一起，调用和发布都方便。封装来源一部分是TI官网提供的Altium格式封装，另一部分是自己按IPC-7351B标准做的。官网有现成封装能省不少时间，但下载后也要检查焊盘尺寸、丝印位置和3D模型是否匹配；自制封装时重点看焊盘热焊盘尺寸、丝印线宽和位号位置，常规Checker能过不代表实际焊接没问题。

遇到过比较坑的是电源芯片的散热焊盘。TPS54160底部有PowerPad，如果封装里的散热焊盘尺寸做小了，焊接时芯片对不准地平面，散热和电气连接都会出问题。我按数据手册推荐的焊盘尺寸做，并在PCB封装里给散热焊盘加了阵列过孔，打样回来后焊接和散热都正常。

4.2 多Part芯片导入PCB后变成两个封装的修复

这套工程里有一片多Part的混合信号芯片，原理图库拆成U1A、U1B、U1C、U1D四个Part，按理说导入PCB后应该只有一个封装。但第一次导入时PCB上却出现了两个封装，其中一个只有部分引脚，排查下来是原理图里放置时系统把其中两个Part当成了独立元件，Designator分别变成了U1和U2，导致ECO导入时被当成两个器件。

解决办法是回到原理图库确认这四个Part都在同一个Component下，所有Part的Footprint模型都指向同一个PCB封装，然后在原理图里把错乱的Designator统一改回U1，删掉多余的U2，再重新Update PCB。如果有更复杂的情况，比如两个封装已经在PCB上布局好了，可以手动删掉多余封装，重新做一次元件关联，把引脚映射到正确封装上。核心是要理解多Part元件只是同一个元件的多个图形块，不是多个独立器件。

4.3 用Variant区分正常器件与NC器件

同一个PCB在不同批次会有不同配置，比如某些跳线电阻用0欧姆还是NC不焊，某些预留的滤波电容在简化版里不贴。Altium的Variant功能正好处理这个需求，我在工程里建了Full和Lite两个变体，在Project下的Variants面板里，把Lite模式下不焊接的器件标记为Not Fitted，需要更换参数的器件还可以指定Alternative Part。

生成BOM和装配输出时，在Output Job里选择对应Variant，导出的BOM自动剔除NC器件，装配图也跟着变化。这个操作比在每个器件上手动加参数过滤要可靠得多，因为Variant是AD的原生机制，BOM、PDF、Gerber都能联动。需要注意NC器件不是从原理图里删掉，而是保留在位，这样后续切回Full版本时不需要重新放置和布线。

PCB布局复用时也有个相关技巧：如果正压通道和负压通道的Layout结构对称，可以先把正压通道的布局布通，在PCB里用Rooms复制到负压通道区域，再逐根网络重新分配。虽然不能完全一键完成，但能省掉大量重复调整封装位置的时间。

5. PCB布局中的实战取舍与踩坑记录

5.1 功率环路和开关节点怎么摆

开关电源PCB设计第一条就是功率环路面积最小化。对TPS54160来说，输入电容要尽量靠近VIN引脚和GND，让芯片、输入电容、续流二极管之间的高频电流回路尽可能短。正压通道的SW节点走线要短而宽，铺铜而不是细线，减少寄生电感和辐射面积。负压通道因为拓扑反转，续流二极管的阳极接地、阴极接SW和电感节点，这个二极管的摆放更要贴着芯片的SW引脚和电感焊盘，环路一点都不能拖沓。

我实际摆板时把正压通道和负压通道分成了两个独立区域，中间用地平面隔开，避免两路的输出电感互相耦合。每路的电感方向也做了处理，让磁力线尽量不交叉。

5.2 地平面、过孔和采样走线的取舍

地平面处理上，功率地和模拟地之间采用了单点连接的方式，整板用完整地平面作为参考，只在TPS54160的PowerPad下方打阵列过孔，让热量和电流都能顺畅导入地层。反馈采样走线很关键，要从输出电容的末端单独拉一条细线到FB引脚，避开SW节点和电感，防止开关噪声串进反馈环路。如果反馈走线必须穿过功率区域，我会在它旁边加一条地线做屏蔽。

电源芯片的散热焊盘和PCB地平面的连接，直接影响满载温升。我实测过，散热焊盘过孔数量从4个增加到9个，芯片温度能降低十几度，所以这块不要省。

5.3 三个印象深刻的坑

第一个坑是负压通道的地回路。第一次布板时负压通道的输出电容和续流二极管的地走线绕了一段，导致负压纹波偏大，重新调整地过孔位置、缩短地回路后才解决。第二个坑是共模电感的摆放，就是前面提到的离开关节点太近，传导发射压不住，后来移到输入连接器附近才正常。第三个坑是电感选型只看饱和电流没看温升，小体积电感在满载时表面温度接近100度，后面换了更大尺寸的电感才把温度降下来。

这套方案打样回来第一次上电，正负15V就都起来了，传导发射测试也一次通过，省掉了不少返工时间。最后再分享一个小建议：Altium的Variant功能别等到量产再学，项目一开始就把变体建好，后面每次改版、出BOM都能少折腾很多。共模电感的位置和负压通道的电感峰值电流计算，是这套电源设计里最值得花时间确认的两个点，前期多花半小时，后期少熬两个夜。

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