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Buck电路+过流保护全解——PSIM仿真与设计实践

降压变换器（Buck Converter）是电力电子中最基础、应用最广泛的DC-DC拓扑之一。本文以一台输入24V、输出可调、最大负载5A、开关频率10kHz的Buck电路为设计目标，从原理推导、参数计算到PSIM仿真验证，完整呈现电路的工作模式、启动特性、纹波分析以及硬件过流保护的实现方法，为初学开关电源设计的同学提供一套可复现的仿真案例。

1. Buck电路工作原理与连续/断续模式

图1 BUCK变换器电路拓扑结构

1.1 拓扑与换流过程

Buck电路由功率开关管（本文用N沟道MOSFET）、续流二极管、滤波电感和输出电容组成。当MOS管导通时，输入电压VdV_dVd​施加在电感左端，电感储能、电流线性上升，同时向负载和电容供电；当MOS管关断时，电感电流通过续流二极管续流，将磁能释放给输出。通过调节开关管的导通占空比DDD，即可控制输出电压平均值。

1.2 伏秒平衡与输入输出电压关系

连续导通模式（CCM）：电感电流始终大于零，稳态下一个开关周期内电感电压的伏秒积为零。

(Vd−Vo)⋅DTs=Vo⋅(1−D)Ts(V_d - V_o) \cdot D T_s = V_o \cdot (1-D) T_s(Vd​−Vo​)⋅DTs​=Vo​⋅(1−D)Ts​

化简得CCM特征关系：

VoVd=D(0<D<1)\frac{V_o}{V_d} = D \qquad (0<D<1)Vd​Vo​​=D(0<D<1)

输出电压与占空比呈线性关系。

断续导通模式（DCM）：当负载减轻，电感电流在一个周期内会降到零并保持一段时间。此时二极管关断，电感两端电压不再钳位，输出电压与占空比不再呈简单线性，并且Vo>DVdV_o > D V_dVo​>DVd​。DCM下波特性和参数推导在后文仿真部分结合波形详细分析。

2. 主电路参数设计（fs=10kHzf_s=10\text{kHz}fs​=10kHz）

2.1 滤波电感计算

CCM下电感电流纹波峰峰值：

ΔiL=(Vd−Vo)DTsL=VdD(1−D)TsL\Delta i_L = \frac{(V_d - V_o) D T_s}{L} = \frac{V_d D(1-D) T_s}{L}ΔiL​=L(Vd​−Vo​)DTs​​=LVd​D(1−D)Ts​​

D(1−D)D(1-D)D(1−D)在D=0.5D=0.5D=0.5取最大值0.250.250.25，这里作为最恶劣设计点。要求ΔiL<2A\Delta i_L < 2\text{A}ΔiL​<2A，代入Vd=24VV_d=24\text{V}Vd​=24V、Ts=100μsT_s=100\mu\text{s}Ts​=100μs：

Lmin=24×0.25×100×10−62=300 μHL_{\text{min}} = \frac{24 \times 0.25 \times 100 \times 10^{-6}}{2} = 300\,\mu\text{H}Lmin​=224×0.25×100×10−6​=300μH

实际仿真选用330μH330\mu\text{H}330μH，留有裕量。

2.2 输出电容计算

忽略ESR时，输出电压纹波峰峰值由纹波电流对电容的充放电决定：

ΔVo=ΔiL8fC\Delta V_o = \frac{\Delta i_L}{8 f C}ΔVo​=8fCΔiL​​

取ΔiLmax=2A\Delta i_{L\text{max}}=2\text{A}ΔiLmax​=2A、ΔVo<0.5V\Delta V_o<0.5\text{V}ΔVo​<0.5V：

Cmin=28×10×103×0.5=50 μFC_{\text{min}} = \frac{2}{8 \times 10\times 10^3 \times 0.5} = 50\,\mu\text{F}Cmin​=8×10×103×0.52​=50μF

仿真中采用100μF100\mu\text{F}100μF铝电解电容与10μF10\mu\text{F}10μF陶瓷电容并联，电解电容提供低频滤波，陶瓷电容抑制高频开关毛刺，确保纹波达标。

3. PSIM仿真电路搭建

图2 BUCK变换器电路拓扑结构

仿真电路如图所示，主要由四部分组成：

• 功率级：MOSFET（IRFZ24N）、肖特基续流二极管（STPS30L60CT）、电感L=330μHL=330\mu\text{H}L=330μH、输出电容100μF+10μF100\mu\text{F}+10\mu\text{F}100μF+10μF、负载电阻可调。
• PWM生成：UC3842控制器，通过振荡器定时电阻RT=10kΩR_T=10\text{k}\OmegaRT​=10kΩ、电容CT=10nFC_T=10\text{nF}CT​=10nF产生10kHz10\text{kHz}10kHz锯齿波；误差放大器COMP引脚手动给定直流电压，实现开环占空比调节。
• 电流采样与过流保护：用增益0.2V/A0.2\text{V/A}0.2V/A的电流传感器模拟霍尔效应芯片CC6920，其输出Vsense=2.5+0.2IoV_{sense}=2.5+0.2 I_oVsense​=2.5+0.2Io​。保护阈值设定为6A6\text{A}6A，对应Vsense=3.7VV_{sense}=3.7\text{V}Vsense​=3.7V。比较器LM2903将该电压与3.7V基准比较，过流时输出低电平，通过二极管下拉COMP引脚，封锁PWM输出。
• 驱动：PSIM中省去隔离光耦，UC3842的PWM输出直接经限流电阻驱动MOS栅极。

4. 仿真波形与逐模式分析

以下仿真均在Vd=24VV_d=24\text{V}Vd​=24V、fs=10kHzf_s=10\text{kHz}fs​=10kHz下完成。

4.1 启动过程（D=0.5D=0.5D=0.5，R=10ΩR=10\OmegaR=10Ω）

上电瞬间输出电容电压为零，相当于短路，电感电流出现冲击尖峰，输出电压快速爬升并存在过冲。其物理机制是：启动初期电路处于深度DCM，电感在每个开关周期的储能几乎全部注入电容，迫使VoV_oVo​迅速接近VdV_dVd​；随着电压升高，负载电流建立，电路逐渐进入CCM，最终稳定在Vo≈DVd=14.4VV_o \approx D V_d = 14.4\text{V}Vo​≈DVd​=14.4V。仿真波形中，电感电流峰值可达5A5\text{A}5A以上，持续时间很短，与理论预期一致。

图3 启动过程输出电压、电感电流波形

4.2 连续导通模式 CCM（D=0.6D=0.6D=0.6，R=10ΩR=10\OmegaR=10Ω）

稳态下电感电流为连续三角波，平均值约1.2A1.2\text{A}1.2A（12V/10Ω12\text{V}/10\Omega12V/10Ω），纹波峰峰值约ΔiL≈1.8A\Delta i_L \approx 1.8\text{A}ΔiL​≈1.8A，远小于设计上限2A2\text{A}2A。输出电压12V12\text{V}12V，纹波峰峰值约0.2V0.2\text{V}0.2V，满足指标。电压纹波主要体现为锯齿状充放电纹波，与理论公式吻合。

图4 CCM下输出电压和电感电流波形

4.3 断续导通模式 DCM（D=0.6D=0.6D=0.6，R=50ΩR=50\OmegaR=50Ω）

负载减轻后，电感电流在每个周期末尾降为零并保持一段时间，二极管截止，出现“零电流平台”。此时输出电压抬高至约15.5V15.5\text{V}15.5V，远高于DVd=12VD V_d=12\text{V}DVd​=12V。因为电感放电时间缩短，电容充电占比增大，伏秒平衡关系改写。仿真中电感电流波形清晰显示出DCM三个区间：上升、下降、零电流。

图5 DCM下输出电压和电感电流波形

4.4 空载工况

负载开路时，电感电流仅以极窄脉冲形式存在，输出电容几乎无放电回路，电压被周期性地充电，最终稳定在接近24V24\text{V}24V，符合Buck电路空载输出抬升的特性。

图6 空载情况下输出电压波形

4.5 纹波随频率与占空比的变化

• 固定D=0.5D=0.5D=0.5，频率从10kHz10\text{kHz}10kHz提高到20kHz20\text{kHz}20kHz、25kHz25\text{kHz}25kHz，电感电流纹波和输出电压纹波明显减小。因为ΔiL∝1/f\Delta i_L \propto 1/fΔiL​∝1/f，频率升高缩短了电感充放电时间。
• 固定f=10kHzf=10\text{kHz}f=10kHz，改变DDD，D=0.5D=0.5D=0.5时纹波最大，DDD远离0.5时纹波下降，验证了D(1−D)D(1-D)D(1−D)最大值出现在0.5的设计规律。

此处波形图片过多，不一一列出，同志们可自行实现

5. 过流保护电路的仿真实现

5.1 逐周期保护方案

利用电流传感器和比较器实现峰值电流限制。正常工作时，比较器同相输入端为3.7V基准，电流传感器输出Vsense=2.5+0.2IoV_{sense}=2.5+0.2I_oVsense​=2.5+0.2Io​。当Io>6AI_o>6\text{A}Io​>6A时，Vsense>3.7VV_{sense}>3.7\text{V}Vsense​>3.7V，比较器输出低电平，通过二极管拉低COMP引脚，UC3842内部的PWM比较器反相端被强制拉到低电平，PWM输出立即变低，MOS关断。该保护是逐周期的：电流一旦回落到阈值以下，比较器释放COMP，电路恢复正常工作。这种“打嗝”式保护虽然有效，但在持续性过流时可能引起电流反复冲击。

5.2 改进型锁存过流保护（基于RS锁存器）

为避免反复打嗝，仿真中进一步设计了锁存型保护电路（见报告图41）。过流时比较器输出低电平，触发RS锁存器的置位端（S），锁存器输出Q变为高电平，驱动NMOS将PWM信号强制下拉到地，彻底关断开关管。即使过流消失，Q保持高电平，直到外部复位信号（R端）给出高电平脉冲才能解锁。这种方式消除了输出反复上电的风险，提高了功率器件和负载的安全裕量。PSIM仿真中采用与非门搭建RS锁存器，验证了保护动作的即时性和锁定功能。

图7 基于RS锁存器的过流保护电路

6. 总结

本文通过系统性的PSIM仿真，完整复现了Buck电路从参数设计、稳态工作到过流保护的全过程。仿真结果清晰地印证了CCM和DCM下的电压关系、纹波变化规律以及启动暂态特性。过流保护部分通过模拟霍尔传感器和比较器实现了逐周期限流，并进一步优化为锁存型保护，提升了电路可靠性。